DE69837595T2 - Verfahren für kommunikation kombiniert aus fdd, tdd, tdma, ofdm, polarisations- und raumdiversität - Google Patents

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Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • Gebiet der Erfindung
  • Diese Erfindung betrifft Verbesserungen von Kommunikationssystemen und -verfahren in einem drahtlosen Frequenzduplex-Kommunikationssystem (Frequency Division Duplex-Kommunikationssystem).
  • Beschreibung des Standes der Technik
  • Drahtlose Kommunikationssysteme, wie Mobilfunk- und Personalkommunikationssysteme, arbeiten über begrenzte Spektral-Bandbreiten. Sie müssen die spärlichen Bandbreiten-Ressourcen hocheffizient nutzen, um einer großen Gruppe von Nutzern gute Dienste bereitzustellen. Beispiele für solche Kommunikationssysteme, die mit hoher Benutzer-Nachfrage und knappen Bandbreiten-Ressourcen arbeiten, sind drahtlose Kommunikationssysteme, wie Mobilfunk- und Personalkommunikationssysteme.
  • Für solche Systeme sind verschiedene Verfahren vorgeschlagen worden, um die Bandbreiteneffizienz, die Menge an Informationen, die innerhalb einer bestimmten Spektral-Bandbreite übertragen werden können, zu erhöhen. Viele dieser Verfahren beinhalten die erneute Benutzung derselben Kommunikationsressourcen für mehrere Benutzer bei gleichzeitiger Aufrechterhaltung der Identität der Nachricht jedes Benutzers. Diese Verfahren werden allgemein als Vielfachzugriff-Protokolle bezeichnet. Zu diesen Vielfachzugriff-Protokollen gehören Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (Time Division Multiple Access, TDMA), Codemultiplex-Vielfachzugriff (Code Division Multiple Access, CDMA), Raummultiplex-Vielfachzugriff (Space Division Multiple Access, SDMA) und Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff (Frequency Division Multiple Access, FDMA). Die technischen Grundlagen dieser Vielfachzugriff-Protokolle werden in dem kürzlich erschienenen Buch von Rappaport mit dem Titel "Wireless Communications Principles and Practice", Prentice Hall, 1996, erörtert.
  • Das Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(Time Division Multiple Access, TDMA)-Protokoll sendet Informationen von einer Vielzahl von Anwendern auf einer zugewiesenen Frequenzbandbreite durch Zeitmultiplexing der Informationen von den unterschiedlichen Anwendern. In diesem Multiplexing-Schema sind bestimmte Zeitfenster für bestimmte Anwender reserviert. Die Kenntnis des Zeitfensters, während dem bestimmte Informationen übertragen werden, ermöglicht die Trennung und Rekonstruktion der Nachrichten jedes Anwenders auf der Empfangsseite des Nachrichtenkanals.
  • Das Codemultiplex-Vielfachzugriff-(Code Division Multiple Access, CDMA)-Protokoll verwendet einen spezifischen Code, um das Datensignal jedes Anwenders von den Datensignalen anderer Anwender zu unterscheiden. Die Kenntnis des spezifischen Codes, mit dem spezifische Informationen übertragen werden, ermöglicht die Trennung und Rekonstruktion der Nachrichten jedes Anwenders auf der Empfangsseite des Nachrichtenkanals. Es gibt vier Arten von CDMA-Protokollen, die nach Modulation klassifiziert werden: Direktsequenz (oder pseudozufällig), Frequenzsprungverfahren, Zeitsprungverfahren und Hybridsysteme. Die technischen Grundlagen für CDMA-Protokolle werden in dem kürzlich erschienenen Buch von Prasad mit dem Titel "CDMA for Wireless Personal Communications", Artech House, 1996, behandelt.
  • Das Direktsequenz-CDMA-(DS-CDMA)-Protokoll spreizt das Datensignal eines Anwenders über einen großen Abschnitt des Frequenzspektrums durch Modulation des Datensignals mit einem spezifischen Codesignal, das eine größere Bandbreite hat als das Datensignal. Die Frequenz des Codesignals wird so ausgewählt, dass sie viel höher ist als die Frequenz des Datensignals. Das Datensignal wird direkt von dem Codesignal moduliert, und das resultierende codierte Datensignal moduliert einen einzelnen Breitbandträger, der kontinuierlich einen großen Frequenzbereich abdeckt. Nach Übertragung des DS-CDMA-modulierten Trägersignals nutzt der Empfänger eine lokal erzeugte Version des spezifischen Codesignals des Anwenders, um das empfangene Signal zu demodulieren und ein rekonstruiertes Datensignal zu erhalten. So kann der Empfänger das Datensignal des Anwenders aus einem modulierten Träger extrahieren, der die Datensignale vieler anderer Anwender trägt.
  • Das Frequenzsprung-(Frequency Hopping Spread Spectrum, FHSS)-Protokoll verwendet einen spezifischen Code, um einen Wert der Schmalband-Trägerfrequenz für aufeinander folgende Bündel des Datensignals des Anwenders zu verändern. Der Wert der Trägerfrequenz variiert im Laufe der Zeit über eine große Bandbreite des Frequenzspektrums gemäß dem spezifischen Code. Der Begriff "Streuspektrum-Vielfachzugriff" (Spread Spectrum Multiple Access, SSMA) wird ebenfalls für CDMA-Protokolle wie DS-CDMA und FHSS verwendet, die einen relativ großen Frequenzbereich nutzen, über den ein relativ schmalbandiges Datensignal verteilt wird.
  • Das Zeitsprung-(Time Hopping)-CDMA-(TH-CDMA)-Protokoll nutzt eine einzelne, schmalbandige Trägerfrequenz, um Daten-Bündel der Daten des Anwenders in Intervallen zu senden, die durch den spezifischen Code des Anwenders bestimmt werden. Hybrid-CDMA-Systeme schließen alle CDMA-Systeme ein, die eine Kombination von zwei oder mehr CDMA-Protokollen verwenden, wie z. B. Direktsequenz/Frequenzsprung (DS/FH), Direktsequenz/Zeitsprung (DS/TH), Frequenzsprung/Zeitsprung (FH/TH) und Direktsequenz/Frequenzsprung/Zeitsprung (DS/FH/TH).
  • Das Raummultiplex-Vielfachzugriff-(SDMA)-Übertragungsprotokoll bildet gerichtete Energiestrahlen, deren Strahlungsmuster sich nicht räumlich überlagern, um mit Anwendern an verschiedenen Orten zu kommunizieren. Adaptive Antennen-Felder können in Phasencharakteristika angesteuert werden, um Energie gleichzeitig in die Richtung ausgewählter Empfänger zu lenken. Bei einem solchen Übertragungsverfahren können auch die anderen Multiplexingschemata in jedem der separat ausgerichteten Strahlen verwendet werden. Zum Beispiel können die in CDMA verwendeten spezifischen Codes in zwei verschiedenen Strahlen übertragen werden. Dementsprechend kann unterschiedlichen Anwendern, wenn die Strahlen sich nicht überlappen, derselbe Code zugewiesen werden, vorausgesetzt, dass sie nicht denselben Strahl empfangen.
  • Das Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff-(FDMA-)-Protokoll bedient eine Vielzahl von Benutzern über ein Frequenzband durch Reservierung bestimmter Frequenzfenster für bestimmte Benutzer, d. h. durch Frequenzmultiplexing der Informationen, die mit unterschiedlichen Anwendern verknüpft sind. Die Kenntnis des Frequenzfensters, in dem sich bestimmte Informationen befinden, ermöglicht eine Rekonstruktion der Informationen jedes Anwenders auf der Empfangsseite des Nachrichtenkanals.
  • Orthogonaler Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) befasst sich mit einem Problem, das z. B. auftritt, wenn gepulste Signale in einem FDMA-Format übertragen werden. Gemäß Grundsätzen, die in den Kommunikationswissenschaften gut bekannt sind, verbreitert die begrenzte Dauer solcher Signale inhärent die Bandbreite des Signals im Frequenzraum. Daher können sich verschiedene Frequenzkanäle erheblich überlappen, was die Nutzung von Frequenz als einem den Anwender kennzeichnenden Parameter, das Prinzip, auf dem FDMA basiert, außer Kraft setzt. Gepulste Informationen, die auf bestimmten Frequenzen gesendet werden, können jedoch gemäß OFDM-Grundlagen getrennt werden, obwohl sich die Frequenzkanäle aufgrund der begrenzten Dauer der Signale überlagern. OFDM erfordert eine spezifische Beziehung zwischen der Datenübertragungsgeschwindigkeit und den Trägerfrequenzen. Im Speziellen ist das gesamte Signalfrequenzband in N Frequenz-Subkanäle unterteilt, von denen jeder dieselbe Datenübertragungsgeschwindigkeit 1/T hat. Diese Datenströme werden dann auf eine Vielzahl von Trägern multiplexiert, deren Frequenzen durch 1/T getrennt werden. Das Multiplexen von Signalen unter diesen Beschränkungen führt dazu, dass jeder Träger einen Frequenzgang mit Nullen bei Vielfachen von 1/T hat. Daher besteht keine Interferenz zwischen den verschiedenen Trägerstromkanälen, obwohl die Kanäle sich aufgrund der Verbreiterung im Zusammenhang mit der Datenübertragungsgeschwindigkeit überlagern. OFDM wird z. B. von Chang in Bell Sys. Tech. Jour., Band 45, S. 1775–1796, Dez. 1966, und im U.S.-Patent Nr. 4,488,445 offenbart.
  • Paralleldatenübertragung ist eine Technik, die mit FDMA verwandt ist. Sie wird auch als Mehrton-Übertragung (Multitone Transmission, MT), Diskrete Mehrton-Übertragung (Discrete Multitone Transmission, DMT) oder Mehrband-Übertragung (Multi-Carrier Transmission, MCT) bezeichnet. Paralleldatenübertragung hat entscheidende rechnerische Vorteile gegenüber einfachem FDMA. Bei diesem Verfahren werden die Informationen jedes Anwenders aufgeteilt und über verschiedene Frequenzen, oder "Töne", übertragen, anstatt über eine einzige Frequenz, wie in Standard-FDMA. In einem Beispiel für dieses Verfahren werden Eingangsdaten mit NF Bit pro Sekunde in Blöcke von N Bit mit einer Datenübertragungsgeschwindigkeit von F Bit pro Sekunde gruppiert. N Träger oder "Töne" werden dann benutzt, um diese Bits zu übertragen, wobei jeder Träger F Bit pro Sekunde überträgt. Die Träger können gemäß den Grundsätzen von OFDM beabstandet werden.
  • Sowohl die Phase als auch die Amplitude des Trägers können variiert werden, um das Signal in Mehrton-Übertragung darzustellen. Dementsprechend kann Mehrton-Übertragung mit M-ären digitalen Modulationsschemata implementiert werden. In einem M-ären Modulationsschema können zwei oder mehr Bit zusammengruppiert werden, um Symbole zu bilden, und eines der M möglichen Signale wird während jeder Symbolperiode übertragen. Beispiele für M-äre digitale Modulationsschemata schließen Phasenumtastung (Phase Shift Keying, PSK), Frequenzumtastung (Frequency Shift Keying, FSK) und höherwertige Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) ein. In QAM wird ein Signal durch die Phase und Amplitude einer Trägerwelle dargestellt. In hochwertiger QAM kann eine Vielzahl von Punkten auf einem Amplituden/Phasen-Graphen unterschieden werden. Bei 64-ärer QAM z. B. können 64 solcher Punkte unterschieden werden. Da es für sechs Bit mit Nullen und Einsen 64 verschiedene Kombinationen gibt, kann eine Sechs-Bit-Sequenz von Datensymbolen z. B. in 64-ärer QAM auf einen Träger modu liert werden, indem nur eine Wertemenge der Phase und Amplitude aus den 64 möglichen Mengen dieser Art übertragen wird.
  • Es sind Vorschläge zur Kombination einiger der oben genannten temporalen und spektralen Multiplexing-Verfahren gemacht worden. Zum Beispiel wird im U.S.-Patent 5,260,967 , erteilt an Schilling, die Kombination aus TDMA und CDMA offenbart. Im U.S.-Patent 5,291,475 , erteilt an Bruckert, und im U.S.-Patent 5,319,634 , erteilt an Bartholomew, wird die Kombination aus TDMA, FDMA und CDMA vorgeschlagen.
  • Es sind weitere Vorschläge gemacht worden, verschiedene temporale und spektrale Vielfachzugriff-Techniken mit räumlichen Vielfachzugriff-Techniken zu kombinieren. Zum Beispiel schlägt im U.S.-Patent 5,515,378 , eingereicht am 12. Dez. 1991, Roy "separating multiple messages in the same frequency, code, or time channel using the fact that they are in different spatial channels" ("Trennung mehrerer Nachrichten in demselben Frequenz-, Code- oder Zeitkanal unter Ausnutzung der Tatsache, dass sie sich in verschiedenen räumlichen Kanälen befinden") vor. Roy schlägt die spezielle Anwendung seines Verfahrens auf Kommunikation per Autotelefon mit Hilfe eines "Antennen-Feldes" vor. Ähnliche Vorschläge wurden von Swales u. a. in IEEE Trans. Veh. Technol. Band 39. Nr. 1 Februar 1990 und von Davies u. a. in A.T.R., Band 22, Nr. 1, 1988 und in Telecom Australia, Rev. Act., 1985/86 S. 41–43 gemacht.
  • Gardner und Schell schlagen im U.S.-Patent 5,260,968 , eingereicht am 23. Juni 1992, die Verwendung von Nachrichtenkanälen, die "spektral getrennt" sind, in Verbindung mit "räumlich trennbaren" Strahlungsmustern vor. Die Strahlungsmuster werden bestimmt durch Wiederherstellung der "Selbstkohärenz"-Eigenschaften des Signals mit Hilfe eines adaptiven Antennen-Feldes. "[A]n adaptive antenna array at a base station is used in conjunction with signal processing through self coherence restoral to separate the temporally and spectrally overlapping signals of users that arrive from different specific locations." ("Ein adaptives Antennen-Feld an einer Basisstation wird in Verbindung mit Signalverarbeitung durch Wiederherstellung der Selbstkohärenz verwendet, um die temporal und spektral sich überlappenden Signale von Anwendern, die von verschiedenen spezifischen Orten eingehen, zu trennen." (Siehe die Zusammenfassung der Erfindung.) In diesem Patent werden jedoch adaptive Analyse und Wiederherstellung der Selbstkohärenz nur verwendet, um das optimale Strahlungsmuster zu bestimmen; "...conventional spectral filters...[are used]...to separate spatially inseparable filters." ("herkömmliche Spektralfilter ...[werden verwendet]..., um räumlich untrennbare Filter zu trennen."
  • Im U.S.-Patent 5,481,570 , eingereicht am 20. Okt. 1993, Spalte 1, Zeilen 66–67, und Spalte 2, Zeilen 14–16, schlägt Winters "adaptive array processing" ("adaptive Feldverarbeitung") vor, worin "[t]he frequency domain data from a plurality of antennas are...combined for channel separation and conversion to the time domain for demodulation" ("die Frequenzbereichs-Daten von einer Vielzahl von Antennen ... zur Kanaltrennung und Umwandlung in den Zeitbereich für die Demodulation kombiniert werden").
  • Agee hat gezeigt, dass "the use of an M-element multiport antenna array at the base station of any communication network can increase the frequency reuse of the network by a factor of M and greatly broaden the range of input SINRs required for adequate demodulation..." ("die Verwendung eines Mehrkanal-Antennen-Feldes mit M Elementen an der Basisstation eines beliebigen Kommunikationsnetzwerks die Frequenzwiederverwendung des Netzwerks um einen Faktor von M erhöhen und die Bandbreite an Eingabe-SINRs, die zur korrekten Demodulation erforderlich sind, stark erhöhen kann...") ("Wireless Personal Communications: Trends and Challenges", Rappaport, Woerner and Reed, Hrsg., Kluwer Academic Publishers, 1994, S. 69–80, S. 69. Siehe auch Proc. Virginia Tech. Third Symposium an Wireless Personal Communications, Juni 1993, S. 15–1 bis 15–12.)
  • Gardner und Schell schlagen im U.S.-Patent 5,260,968 , eingereicht am 23. Juni 1992, auch "time division multiplexing of the signal from the base station and the users" ("Zeitmultiplexing des Signals von der Basisstation und den Anwendern")...vor, "[i]n order to use the same frequency for duplex communications..." ("um dieselbe Frequenz für Duplexkommunikation zu nutzen...") "[R]eception at the base station from all mobile units is temporally separated from transmission from the base station to all mobile units." ("Empfang von allen mobilen Einheiten an der Basisstation wird zeitlich von Übertragung von der Basisstation an alle mobilen Einheiten getrennt.") Spalte 5, Zeilen 44ff. Ähnlich wird im U.S.-Patent 4,383,332 ein drahtloses Mehrfachelement-adaptives Antennen-Feld-SDMA-System offenbart, worin alle erforderliche adaptive Signalverarbeitung auf Basisband an der Basisstation durch die Nutzung von "Zeitteilverfahren-Neuübertragungs-Techniken" durchgeführt wird.
  • Fazel, "Narrow-Band Interference Rejection in Orthogonal Multi-Carrier Spread-Spectrum Communications", Record, 1994, Third Annual International Conference an Universal Personal Communications, IEEE, 1994, S. 46–50, beschreibt ein Übertragungsschema, das auf einer Kombination von Streuspektrum und OFDM beruht. Einer Vielzahl von Zwischenträgerfrequenzen sind Komponenten des gespreizten Vektors zugewiesen, um für Frequenzdiversity auf der Empfängerseite zu sorgen. Das Schema nutzt Frequenzbereichsanalyse, um die Interferenz zu bewerten, die verwendet wird, um jeden empfangenen Zwischenträger vor der Entspreizung zu Wichten. Dies führt dazu, dass diejenigen Zwischenträger abgeschaltet werden, welche die Interferenz enthalten.
  • WO 94/19877A von Ericsson Telefon AB offenbart eine Kombination aus TDD, FDD und TDMA in einem Mobilkommunikations-Netzwerk. Es behandelt das Problem einer besseren Nutzung des verfügbaren Frequenzspektrums im drahtlosen Kommunikationssystem.
  • EP-A-0 641 096 von France Telecom offenbart eine Kombination aus TDD, TDMA und OFDM in einem Mobilkommunikations-Netzwerk. Es behandelt das Problem einer besseren Nutzung des verfügbaren Frequenzspektrums im drahtlosen Kommunikationssystem.
  • Trotz der Vorschläge aus dem Stand der Technik zur Kombination bestimmter Vielfachzugriff-Protokolle, um die Band breiteneffizienz zu verbessern, war der Versuch, solche Kombinationen zu implementieren, wenig erfolgreich. Es wird schwieriger, optimale Betriebsparameter zu berechnen, wenn mehrere Protokolle kombiniert werden. Die Netzwerke, die kombinierte Vielfachzugriff-Protokolle implementieren, werden komplexer und teurer. Daher bleibt die Implementierung von Kommunikation mit hoher Bandbreiteneffizienz unter Verwendung einer Kombination von Vielfachzugriff-Protokollen auch weiterhin eine Herausforderung.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Die Erfindung ermöglicht PCS-Kommunikation in hoher Qualität in Umgebungen, in denen benachbarte PCS-Betriebsfrequenzbänder mit Außerband-Oberwellen arbeiten, die ansonsten den Betrieb des Systems stören würden. Das hochgradig bandbreitenwirksame Kommunikationsverfahren verbindet eine Form von Zeitduplex (Time Division Duplex – TDD), Frequenzduplex (nachstehend auch Frequency Division Duplex – FDD), Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (nachstehend auch Time Division Multiple Access – TDMA), Orthogonalem Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff (nachstehend auch Orthogonal Frequency Division Multiplexing – OFDM), räumlicher Diversity und Polarisationsdiversity in verschiedenen speziellen Kombinationen. Die Erfindung sorgt für hervorragende Schwundresistenz. Die Erfindung ermöglicht die Änderung der verfügbaren Bandbreite eines Anwenders bei Bedarf durch Zuweisung zusätzlicher TDMA-Fenster während der Sitzung des Anwenders.
  • Anspruch 1 definiert ein erstes Verfahren gemäß der Erfindung.
  • Der unabhängige Anspruch 4 definiert ein zweites Verfahren gemäß der Erfindung.
  • In der Erfindung werden TDD, FDD, TDMA, OFDM, räumliche Diversity und Polarisationsdiversity kombiniert, um es einer Basisstation zu ermöglichen, effizient mit vielen Gegenstellen zu kommunizieren. Die resultierende Erfindung sorgt für eine hocheffiziente Nutzung knapper Bandbreiten-Ressourcen, um einer großen Gruppe von Anwendern guten Service bereitzustellen. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden durch die Unteransprüche definiert.
  • Zurzeit gibt es für die Erfindung vorteilhafte Anwendungen auf dem Gebiet der drahtlosen Kommunikation, wie z. B. Mobilkommunikation oder Personalkommunikation, worin die Bandbreite im Vergleich zur Anzahl der Benutzer und ihren Bedürfnissen knapp ist. Solche Anwendungen können in mobilen, festen oder minimal mobilen Systemen umgesetzt werden. Die Erfindung kann jedoch auch vorteilhaft auf andere, nicht drahtlose Kommunikationssysteme angewandt werden.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • In den Zeichnungen ist:
  • 1 eine Strukturzeichnung des PWAN FDD-Systems einschließlich Gegenstellen, die mit einer Basisstation kommunizieren.
  • 1.1 ein Diagramm der PWAN-Airlink-HF-Band-Organisation.
  • 1.2 ein Diagramm der physikalischen Kanäle.
  • 1.3 ein Diagramm der Rahmenstruktur der PWAN-Bitübertragungsschicht.
  • 1.4 ein Diagramm von Einzelheiten der TDMA-Fenster-Parameter.
  • 1.5 ein Diagramm eines PWAN-Datenkanals mit 64 Kbit/s.
  • 1.6 ein Funktionsbaustein-Diagramm eines Basissenders für einen einzigen Verkehrskanal mit der Rate ¾ im 16 QAM-Modus.
  • 1.7 das Blockdiagramm für Basis-CLC/BRC-Übertragungen.
  • 1.8 ein Diagramm der Gray-Code-Abbildung für die QPSK-Modulation auf dem CLC/BRC-Kanal.
  • 1.9 ein Diagramm des Multiplexings einer CLC/BRC-Nachricht auf zwei aufeinander folgenden TDMA-Rahmen.
  • 1.10 das Funktionsbaustein-Diagramm des Basisempfängers für einen einzigen Verkehrskanal mit der Rate ¾ im 16 QAM-Modus.
  • 1.11 das Funktionsbaustein-Diagramm des Basisempfängers für einen CAC.
  • 1.12 das Funktionsbaustein-Diagramm des RU-Senders für einen einzigen Verkehrskanal mit der Rate ¾ im 16 QAM-Modus.
  • 1.13 das Blockdiagramm für RU CAC-Übertragungen.
  • 1.14 ein Diagramm des Demultiplexings einer CAC-Nachricht auf zwei aufeinander folgenden TDMA-Rahmen.
  • 1.15 das Funktionsbaustein-Diagramm des RU-Empfängers für einen einzigen Verkehrskanal mit der Rate ¾ im 16 QAM-Modus.
  • 1.16 ein Diagramm der Basisband-Darstellung des RU CLC/BRC-Empfängers.
  • 2.1 das Funktionsbaustein-Diagramm des Basis-Senders für einen einzigen Verkehrskanal mit der Rate ¾ im 16 QAM-Modus.
  • 2.2 das Funktionsbaustein-Diagramm des Basis-Empfängers für einen einzigen Verkehrskanal mit der Rate ¾ im 16 QAM-Modus.
  • 3.1 eine Zeichnung des Vorwärts-Strahlungsmusters und seiner Auswirkung auf RU RSSI.
  • 3.2 eine Zeichnung des Vorwärts-Strahlungsmusters, geändert, um Platz für eingehende RU zu schaffen.
  • 4.1 ein Verarbeitungsdiagramm.
  • 4.2 ein Diagramm der Signale, wie von der Basisstation aus gesehen.
  • 4.3 ein Diagramm der Laufzeit-Kompensation in Aktion.
  • Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
  • 1 ist eine Strukturzeichnung des Frequenzduplex (nachstehend auch Frequency Division Duplex – FDD) – privates Funkzugrifsnetzwerk (nachstehend auch Personal Wireless Access Network – PWAN)-Systems gemäß der Erfindung. Das System verwendet das Verfahren der Erfindung, das Zeitduplex (nachstehend auch Time Division Duplex – TDD), Frequenzduplex (nachstehend auch Frequency Division Duplex (FDD), Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (nachstehend auch Time Division Multiple Access – TDMA), orthogonales Frequenzmultiplexen (nachstehend auch Orthogonal Frequency Division Multiplexing – OFDM), räumliche Diversity und Polarisationsdiversity in verschiedenen speziellen Kombinationen miteinander verbindet.
  • 1 zeigt einen Überblick darüber, wie die Erfindung TDD, FDD, TDMA und OFDM kombiniert, um es der Basisstation Z zu ermöglichen, effizient mit vielen Gegenstellen U, V, W und X zu kommunizieren. Die Basisstation Z empfängt ein erstes eingehendes Funksignal 10, das eine Vielzahl erster diskreter Frequenztöne F2 umfasst, welche Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, in einem ersten Frequenzband von der ersten Gegenstelle U während eines ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die Organisation der TDMA-Intervalle ist in 1.5 dargestellt, die unten detailliert behandelt wird. Dann empfängt die Basisstation Z ein zweites eingehendes Funksignal 12, das eine Vielzahl zweiter diskreter Frequenztöne F4 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, in dem ersten Frequenzband von einer zweiten Gegenstelle W während des ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die erste und die zweite Stelle U und W haben dementsprechend verschiedene Sätze diskreter Frequenztöne F2 und F4, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed sind.
  • Die Basisstation Z in 1 empfängt ein drittes eingehendes Funksignal 14, das eine Vielzahl der ersten diskreten Frequenztöne F2 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, im ersten Frequenzband von einer dritten Gegenstelle V während eines zweiten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Das erste und das zweite TDMA-Intervall gehören zu demselben TDMA-Rahmen, wie in 1.5 dargestellt. Die erste und die dritte Gegenstelle U und V sind daher Time Division Multiplexed, indem sie denselben Satz diskreter Frequenztöne F2 in verschiedenen TDMA-Intervallen nutzen.
  • Die Basisstation Z in 1 empfängt ein viertes eingehendes Funksignal 16, das eine Vielzahl der zweiten diskreten Frequenztöne F4 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, im ersten Frequenzband von einer vierten Gegenstelle X während des zweiten Zeitmultiplex- Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die zweite und die vierte Gegenstelle W und X sind daher Time Division Multiplexed, indem sie denselben Satz diskreter Frequenztöne F4 in verschiedenen TDMA-Intervallen nutzen.
  • Die Basisstation Z in 1 sendet das erste ausgehende Funksignal 18, das eine Vielzahl dritter diskreter Frequenztöne F1 umfasst, welche Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, in einem zweiten Frequenzband an die erste Gegenstelle U während eines dritten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die erste Gegenstelle U und die Basisstation Z sind daher Time Division Duplexed (TDD), da sie ihre jeweiligen Signale 10 und 18 in verschiedenen TDMA-Intervallen senden. Das erste, das zweite, dritte und das vierte TDMA-Intervall finden zu jeweils verschiedenen Zeitpunkten statt, wie in 1.5 dargestellt ist. Daher sind die erste Gegenstelle U und die Basisstation Z zusätzlich Frequency Division Duplexed (FDD), da sie ihre jeweiligen Signale 10 und 18 auf verschiedenen Sätzen diskreter Frequenztöne F2 und F1 in verschiedenen Frequenzbändern senden.
  • Die Basisstation Z in 1 sendet das zweite ausgehende Funksignal 20, das eine Vielzahl vierter diskreter Frequenztöne F3 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, im zweiten Frequenzband an die zweite Gegenstelle W während des dritten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Daher sind die zweite Gegenstelle W und die Basisstation Z Time Division Duplexed (TDD), da sie ihre jeweiligen Signale 12 und 20 in verschiedenen TDMA-Intervallen senden. Außerdem sind die zweite Gegenstelle W und die Basisstation Z Frequency Division Duplexed (FDD), da sie ihre jeweiligen Signale 12 und 20 auf verschiedenen Sätzen diskreter Frequenztöne F4 und F3 in verschiedenen Frequenzbändern senden.
  • Die Basisstation Z in 1 sendet das dritte ausgehende Funksignal 22, das die Vielzahl der dritten diskreten Frequenztöne F1 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, im zweiten Frequenzband an die dritte Gegenstelle V während eines vierten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die dritte Gegenstelle V und die Basisstation Z sind daher Time Division Duplexed (TDD), da sie ihre jeweiligen Signale 14 und 22 in verschiedenen TDMA-Intervallen senden. Zusätzlich sind die dritte Gegenstelle V und die Basisstation Z Frequency Division Duplexed (FDD), da sie ihre jeweiligen Signale 14 und 22 auf verschiedenen Sätzen diskreter Frequenztöne F2 und F1 in verschiedenen Frequenzbändern senden.
  • Die Basisstation Z in 1 sendet das vierte ausgehende Funksignal 24, das die Vielzahl der vierten diskreten Frequenztöne F3 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, im zweiten Frequenzband an die vierte Gegenstelle X während des vierten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die vierte Gegenstelle X und die Basisstation Z sind daher Time Division Duplexed (TDD), da sie ihre jeweiligen Signale 16 und 24 in verschiedenen TDMA-Intervallen senden. Zusätzlich sind die vierte Gegenstelle X und die Basisstation Z Frequency Division Duplexed (FDD), da sie ihre jeweiligen Signale 16 und 24 auf verschiedenen Sätzen diskreter Frequenztöne F4 und F3 in verschiedenen Frequenzbändern senden.
  • 1 zeigt eine andere Ausführungsform der Erfindung, worin TDD, FDD, TDMA, OFDM und räumliche Diversity kombiniert werden, um es der Basisstation zu ermöglichen, effizient mit vielen Gegenstellen zu kommunizieren. Dies wird möglich durch das Mehrfachelement-Antennen-Feld A, B, C und D an der Basisstation Z, das durch das Entspreizen und Spreizen von Wichtungen gesteuert wird. Die Spreizungs-Wichtungen ermöglichen es der Basisstation Z, die Signale, die sie sendet, an die Gegenstellen U und V zu lenken, die ausreichenden räumlichen Abstand voneinander haben. Die Entspreizungs-Wichtungen ermöglichen es der Basisstation Z, die Empfangsempfindlichkeit der Basisstation auf die Quellen der Signale zu lenken, die von den Gegenstellen U und V gesendet werden, welche ausreichenden räumlichen Abstand voneinander haben. Um die Wirksamkeit räumlicher Diversity in dieser Ausführungsform zu demonstrieren, nutzen die Gegenstellen U und V dieselben diskreten Frequenztöne F1 und F2 und dasselbe TDMA-Intervall.
  • Die Basisstation Z in 1 empfängt ein erstes eingehendes Funksignal 10, das eine Vielzahl erster diskreter Frequenztöne F2 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, in einem ersten Frequenzband von der ersten Gegenstelle U in einer ersten geographischen Position während eines ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die Basisstation Z in 1 empfängt ein zweites eingehendes Funksignal 14, das eine Vielzahl der ersten diskreten Frequenztöne F2 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, im ersten Frequenzband von der zweiten Gegenstelle V in einer zweiten geographischen Position während desselben ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die Basisstation Z in 1 entspreizt räumlich das erste und das zweite eingehende Signal 10 und 14, die sie empfängt, mit Hilfe räumlicher Entspreizungs-Wichtungen. Räumliche Diversity wird bereitgestellt, da die Entspreizungs-Wichtungen es der Basisstation Z ermöglichen, die Empfangsemfindlichkeit der Basisstation auf die erste Gegenstelle U bzw. die zweite Gegenstelle V einzustellen.
  • Später entspreizt die Basisstation Z in 1 räumlich ein erstes und ein zweites ausgehendes Funksignal 18 und 22 an der Basisstation mit Hilfe räumlicher Entspreizungs-Wichtungen. Dann sendet die Basisstation Z in 1 das erste ausgehende Funksignal 18, das eine Vielzahl dritter diskreter Frequenztöne F1 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, in einem zweiten Frequenzband an die erste Gegenstelle U in der ersten geographischen Position während eines dritten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die Basisstation Z in 1 sendet das zweite ausgehende Funksignal 22, das eine Vielzahl der dritten diskreten Frequenztöne F1 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, im zweiten Frequenzband an die zweite Gegenstelle V in der zweiten geographischen Position während desselben dritten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Räumliche Diversity wird bereitgestellt, weil die Spreizungs-Wichtungen es der Basisstation Z ermöglichen, die Signale, die sie sendet, an die erste bzw. zweite Gegenstelle U und V zu lenken.
  • 1 zeigt noch eine weitere Ausführungsform der Erfindung, worin TDD, FDD, TDMA, OFDM und Polarisationsdiversity kombiniert werden, um es der Basisstation Z zu ermöglichen, effizient mit vielen Gegenstellen U, V, W und X zu kommunizieren. Dies ist möglich, weil die Antenne A, B, C oder D an der Basisstation Z und die Antennen an den Gegenstellen U, V, W und X konstruiert sind, um orthogonal polarisierte Signale zu unterscheiden. Signale, die zwischen der Basisstation Z und einer ersten Gegenstelle U ausgetauscht werden, werden in eine Richtung polarisiert, und Signale, die zwischen der Basisstation Z und einer zweiten Gegenstelle V ausgetauscht werden, werden in eine orthogonale Richtung polarisiert. Um die Wirksamkeit der Polarisationsdiversity in dieser Ausführungsform zu demonstrieren, nutzen die Gegenstellen U und V dieselben diskreten Frequenztöne F1 und F2 und dasselbe TDMA-Intervall.
  • Die Basisstation Z in 1 empfängt ein erstes eingehendes Funksignal 10, das in einer ersten Polarisierungsrichtung polarisiert ist und eine Vielzahl erster diskreter Frequenztöne F2 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, in einem ersten Frequenzband von der ersten Gegenstelle U während eines ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die Basisstation Z in 1 empfängt ein zweites eingehendes Funksignal 14, das in einer zweiten Polarisierungsrichtung polarisiert ist und eine Vielzahl der ersten diskreter Frequenztöne F2 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, in dem ersten Frequenzband von einer zweiten Gegenstelle V während des ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Die Basisstation Z in 1 unterscheidet zwischen dem ersten und dem zweiten eingehenden Signal 10 und 14, die an der Basisstation empfangen werden, durch Erfassung der ersten und der zweiten Polarisierungsrichtung. Polarisationsdiversity wird bereitgestellt, weil Signale, die zwischen der Basisstation Z und der ersten Gegenstelle U ausgetauscht werden, in eine Richtung polarisiert werden und Signale, die zwischen der Basisstation Z und der zweiten Gegenstelle V ausgetauscht werden, in eine orthogonale Richtung polarisiert werden.
  • Später bildet die Basisstation Z in 1 ein erstes und ein zweites ausgehendes Funksignal 18 und 22 an der Basisstation, indem sie sie in die erste bzw. zweite Polarisierungsrichtung polarisiert. Dann sendet die Basisstation Z in 1 das erste ausgehende Funksignal 18, das in die erste Polarisierungsrichtung polarisiert ist und eine Vielzahl dritter diskreter Frequenztöne F1 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, in einem zweiten Frequenzband an die erste Gegenstelle U in der ersten geographischen Position während eines dritten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Dann sendet die Basisstation Z in 1 das zweite ausgehende Funksignal 22, das in die zweite Polarisierungsrichtung polarisiert ist und eine Vielzahl der dritten diskreten Frequenztöne F1 umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed (OFDM) sind, im zweiten Frequenzband an die zweite Gegenstelle V in der zweiten geographischen Position während des dritten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Intervalls. Polarisationsdiversity wird bereitgestellt, weil Signale, die zwischen der Basisstation Z und der ersten Gegenstelle U ausgetauscht werden, in eine Richtung polarisiert werden und Signale, die zwischen der Basisstation Z und der zweiten Gegenstelle V ausgetauscht werden, in eine orthogonale Richtung polarisiert werden.
  • In noch einer anderen Ausführungsform der Erfindung werden TDD, FDD, TDMA, OFDM, räumliche Diversity und Polarisationsdiversity kombiniert, um es einer Basisstation Z zu ermöglichen, effizient mit vielen Gegenstellen U, V, W und X zu kommunizieren. Die resultierende Erfindung sorgt für eine hocheffiziente Nutzung knapper Bandbreiten-Ressourcen, um einer großen Gruppe von Anwendern guten Service bereitzustellen.
  • Das PWAN-System hat insgesamt 3200 diskrete Töne (Träger) in gleichen Abständen, in 10 MHz verfügbarer Bandbreite im Bereich von 1850 bis 1990 MHz. Der Abstand zwischen den Tönen beträgt 3,125 kHz. Der gesamte Satz von Tönen ist fortlaufend von 0 bis 3199 nummeriert, ausgehend vom Ton mit der untersten Frequenz. Die Töne werden genutzt, um Datenverkehrsnachrichten und Zusatznachrichten zwischen der Basisstation und der Vielzahl von Gegenstellen zu transportieren.
  • Außerdem verwendet das PWAN-System Steuertöne, um für Synchronisation zu sorgen und Steuerungsinformationen zwischen der Basisstation und den Gegenstellen auszutauschen. Ein Common Link Channel (CLC) wird von der Basis benutzt, um Steuerungsinformationen an die Gegenstellen zu senden. Ein gemeinsamer Zugangskanal (nachstehend auch Common Access Channel – CAC) wird benutzt, um Nachrichten von der Gegenstelle an die Basis zu senden. Jedem Kanal ist eine Gruppe von Tönen zugewiesen. Diese Zusatzkanäle werden von allen Gegenstellen gemeinsam benutzt, wenn sie Steuermeldungen mit der Basisstation austauschen.
  • Ausgewählte Töne in jedem Tonsatz werden zu Pilottönen bestimmt, die über das gesamte Frequenzband verteilt sind. Pilottöne tragen bekannte Datenmuster, die eine genaue Kanalbewertung ermöglichen. Die Reihe von Pilottönen, die bekannte Amplituden und Phasen haben, hat einen bekannten Pegel; der Abstand zwischen den Tönen beträgt ca. 30 kHz, um für eine korrekte Darstellung der Kanalreaktion (d. h. der Amplituden- und Phasenverzerrung, die von den Eigenschaften des Nachrichtenkanals verursacht werden) über das gesamte Übertragungsband zu sorgen.
  • Abschnitt 1 PWAN FDD-Bitübertragungsschicht
  • 1.1 Überblick
  • Das PWAN FDD-System nutzt eine TDMA-Struktur, um verschiedene Datenübertragungsgeschwindigkeiten sowie eine FDD/TDD-Hybridtechnik an der Gegenstelle (RU) zu ermöglichen. FDD wird insofern verwendet, als die Basis und die RU auf zwei separaten Bändern senden und empfangen, und TDD wird verwendet, um anzuzeigen, dass bei einer bestimmten Verbindung sowohl die Basis als auch die RU in verschiedenen TDMA-Fenstern senden und empfangen. Dies hat keine Auswirkung auf die System-Gesamtkapazität und ist nur eine Maßnahme zur Vereinfachung der RU-Konstruktion, um dafür zu sorgen, dass kein Duplexer an der RU benötigt wird.
  • 1.2 Frequenzdefinitionen
  • Die gesamte zugewiesene Bandbreite für die Funkverbindung des PWAN-Netzwerks beträgt 10 MHz im PCS-Spektrum, das einen Bereich von 1850 bis 1990 MHz einnimmt. Die gesamte Bandbreite ist in zwei 5-MHz-Bänder, genannt "unteres HF-Band" und "oberes HF-Band", unterteilt. Der Abstand zwischen der untersten Frequenz im unteren HF-Band und der untersten Frequenz im oberen HF-Band (DF) beträgt 80 MHz. Die Basisfrequenz (fbase) für das PWAN-Netzwerk ist definiert als die unterste Frequenz des unteren HF-Bands, die vom spezifischen PCS-Frequenzband abhängt. Wie in 1.1 dargestellt, besteht die PWAN-Frequenzzuteilung aus einem unteren und einem oberen Frequenzband.
  • Es gibt insgesamt 1600 Töne (Träger) mit gleichen Abständen in jedem der 5 MHz verfügbarer Bandbreite. Der Abstand zwischen den Tönen beträgt 3,125 kHz. Der gesamte Satz von Tönen wird fortlaufend von 0 bis 3199 nummeriert, beginnend mit dem Ton mit niedrigster Frequenz. Ti ist die Frequenz des i-ten Tons:
    Figure 00190001
    worin fbase die Basisfrequenz, Df 3,125 kHz und DF 80 MHz ist. Gleichwertig kann die Beziehung ausgedrückt werden als:
    Figure 00190002
  • Der Satz von 3200 Tönen ist der Tonraum (Tone Space). Die Töne im Tonraum haben zwei Funktionen: Übertragung von Trägerdaten und Übertragung von Zusatzdaten. Die Töne, die zur Übertragung von Trägerdaten verwendet werden, sind die Trägertöne, und die Töne, die für Pilotkanäle reserviert sind, sind die Steuertöne.
  • Trägertöne
  • Die Trägertöne werden auf 160 physikalische Kanäle aufgeteilt, die aus 80 physikalischen Vorwärtskanälen (nachstehend auch Forward Physical Channels, FPC) und 80 physikalischen Rückkanälen (nachstehend auch Reverse Physical Channels, RPC) bestehen. Manche dieser Kanäle sind nicht verfügbar, weil sie als Schutzband zwischen PWAN und anderen Diensten in den benachbarten Bändern verwendet werden müssen. Jeder der physikalischen Kanäle enthält 18 Töne, wie in 1.2 dargestellt. Das Abbilden von Tönen auf den i-ten FPCi und den i-ten RPCi ist in Tabelle 1.1 bzw. Tabelle 1.2 dargestellt.
  • Steuertöne
  • Die Steuertöne werden für folgende Kanäle verwendet:
    • – Forward Control Channel: FCC
    • – Reverse Control Channel: RCC
  • Diese Kanäle können jeden Satz der 160 Steuertöne nutzen. Die folgende Gleichung zeigt die Abbildung von Steuertönen: FCC(i) = T10i 0 ≤ i ≤ 159 RCC(i) = T1660+10i 0 ≤ i ≤ 159
  • 1.3 Timing- und Rahmen-Definitionen
  • Die Rahmen-Struktur ist in 1.3 dargestellt. Die kleinste in dieser Figur gezeigte Zeiteinheit ist ein TDMA-Fenster. Acht TDMA-Fenster bilden einen TDMA-Rahmen. Sechzehn TDMA-Rahmen bilden einen Multi-Rahmen, und 32 Multi-Rahmens bilden einen Superframe. Die Rahmen-Synchronisierung wird auf Superframe-Ebene durchgeführt. Die Multi-Rahmen-Grenze wird anhand der Superframe-Grenze bestimmt.
  • Wie in 1.4 dargestellt, befinden sich in jedem TDMA-Fenster ein Übertragungs-Bündel und eine Sperrzeit (Guard Period). In jedem Bündel werden Daten mit Hilfe mehrerer Töne übertragen. Die Bündel-Dauer beträgt TBurst. Nach jedem Bündel wird eine Sperrzeit mit der Dauer Tguard eingefügt. Tabelle 1.3 zeigt die Werte der TDMA-Fenster-Parameter.
  • 1.4 Trägerkanal-Definitionen
  • Ein PWAN-Trägerkanal nutzt einen einzigen physikalischen Kanal mit 18 Tönen, die durch 3,125 kHz getrennt sind. Die Bandbreitenbelegung eines Trägerkanals beträgt daher 56,25 kHz. Trägerkanäle können genutzt werden, um Datenverkehrs- oder Steuerungsinformationen (Zugriff und Broadcast) zu übertragen.
  • Die PWAN-Verkehrskanäle können zwischen 16 kbit/s und 64 kbit/s an Informationen transportieren, je nach Anzahl der ihnen zugewiesenen TDMA-Fenster. Ein 16-kbit/s-PWAN-Verkehrskanal nutzt ein TDMA-Fenster pro TDMA-Rahmen, ein 32-kbit/s-Kanal nutzt 2 TDMA-Fenster pro Rahmen, und ein 64-kbit/s-Kanal nutzt 4 TDMA-Fenster pro TDMA-Rahmen, wie in 1.5 dargestellt. 1.5 geht davon aus, dass es keinen Raummultiplex-Vielfachzugriff gibt. Es kann jedoch möglich sein, mehrere Anwender in einem bestimmten TDMA-Fenster zu unterstützen, wenn die Anwender räumlich getrennt sind und der Transceiver diese Trennung nutzen kann, um räumliche Strahlen zu bilden.
  • 1.5 Übertragungsformate
  • 1.5.1 Verkehrskanal-Modulationsmodi
  • Um die Gesamtkapazität des Systems zu erhöhen und für eine durchführbare Bereitstellung des Systems bei verschiedenen Interferenzpegeln, Ausbreitungsumgebungen und möglichen notwendigen Übertragungsbereichen zu sorgen, kann PWAN verschiedene codierte Modulationsschemata (Raten) nutzen. Unter günstigen Kanalbedingungen kann ein effizienter Code mit hoher Rate verwendet werden. Wenn sich die Bedingungen verschlechtern, wird ein niedrigbitratig codiertes Modulationsschema benutzt. Dies ist besonders wichtig bei Berücksichtigung der hohen Verfügbarkeitsanforderungen an ein System mit drahtloser Anschlussleitung.
  • Als Beispiel gehen wir von der Verwendung eines 16 QAM-Schemas mit einer bandbreitenwirksamen Rate von ¾ aus. Codes mit niedrigerer Rate können ebenfalls verwendet werden.
  • 1.5.2 Basis-Übertragungsformat
  • 1.5.2.1 Basissender-Funktionsbaustein-Diagramm
  • 1.5.2.1.1 Verkehrskanäle (Beispiel)
  • Die Basis sendet Informationen an mehrere RUs in ihrer Zelle. Dieser Abschnitt beschreibt die Übertragungsformate für einen 16-kbit/s-bis-64-kbit/s-Verkehrskanal, gemeinsam mit einem 1-kbit/s-bis-4-kbit/s-Link Control Channel (LCC) von der Basis an eine einzelne RU. Die Verbindung mit 16 kbit/s wird erstellt durch Zuweisung eines TDMA-Fensters pro TDMA-Rahmen. Der TDMA-Rahmen ist 3 ms lang, daher beträgt die Transfergeschwindigkeit 16 kbit/s mal die Anzahl von TDMA-Fenstern pro TDMA-Rahmen. Bei höheren Datenübertragungsgeschwindigkeiten wird das in diesem Abschnitt beschriebene Verfahren in jedem relevanten TDMA-Fenster wiederholt. Zum Beispiel müssen bei der Verbindung mit 64 kbit/s 4 TDMA-Fenster pro Rahmen zugewiesen werden; in diesem Fall wird das hier beschriebene Verfahren viermal innerhalb eines bestimmten TDMA-Rahmen wiederholt. Das Blockdiagramm für den Basissender in 1.6 zeigt die Verarbeitung von Daten für ein TDMA-Fenster.
  • Die Binärquelle liefert 48 Datenbits in einem TDMA-Fenster. Der Bit-in-Oktal-Umwandlungsblock wandelt die Binärsequenz in eine Sequenz mit 3-Bit-Symbolen um. Die Symbolsequenz wird in einen Vektor mit 16 Elementen umgewandelt. Ein Symbol vom Link Control Channel (LCC) wird hinzugefügt, um einen Vektor mit 17 Elementen zu bilden.
  • Der Vektor ist trelliscodiert. Die Trelliscodierung beginnt mit dem höchstwertigen Symbol (dem ersten Element des Vektors) und wird sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (dem LCC-Symbol) fortgesetzt. Die Ausgabe des Trelliscodierers ist ein Vektor mit 17 Elementen, worin jedes Element ein Signal in dem Satz von 16QAM-Konstellationssignalen ist.
  • Ein bekanntes Pilotsymbol wird hinzugefügt, um einen Vektor mit 18 Elementen zu bilden, wobei das Pilotsymbol das erste Element dieses Vektors ist.
  • Der resultierende Vektor muss über 8 verschiedene Antennen gesendet werden. Die Elemente des Vektors werden entsprechend dem Antennenelement, durch das sie gesendet werden, gewichtet. Die Beschreibung, wie diese Wichtungen abgeleitet werden können, ist in Abschnitt 2 zu finden.
  • Die 18 Symbole, die für jede Antenne bestimmt sind, werden dann in die Invers-DFT-Frequenzbereiche (die dem physikalischen Kanal entsprechen) platziert, wo sie in den Zeitbereich umgewandelt werden. Die Symbole werden auf Töne auf dem i-ten physikalischen Vorwärtskanal FPCi abgebildet. Die Abbildung der Common Link Channel (CLC)/Broadcast Channel (BRC)-Symbole auf Töne ist in Tabelle 1–4 dargestellt. Die digitalen Abtastwerte werden in analoge Werte umgewandelt, HF-umgewandelt und zur Übertragung über Funk an das entsprechende Antennenelement (0 bis 7) gesendet.
  • Dieser Vorgang wird für die nächsten 48 Bits von Binärdaten, die im nächsten relevanten TDMA-Fenster gesendet werden, von Anfang an wiederholt. 1.6 ist ein Funktionsbaustein-Diagramm eines Basissenders für einen einzelnen Verkehrskanal im ¾-Raten-16-QAM-Modus.
  • 1.5.2.1. 2CLC/BRC-Kanäle
  • Das Blockdiagramm für die CLC/BRC-Übertragungen ist in 1.7 dargestellt. Die Erzeugung von CLC/BRC-Informationen wird durch eine Binärquelle dargestellt, die für jede CLC/BRC-Übertragung 72 Datenbits erzeugt. Die 72-Bit-Sequenz wird mit Hilfe eines verkürzten Reed Solomon RS (63, 35)-Codes RS-codiert, um eine 40-RS-Symbol-Sequenz (oder, gleichwertig, eine 240-Bit-Sequenz) zu erzeugen.
  • Die 240-Bit-Sequenz wird dann Vierphasenumtastung-(nachstehend auch Quadrature Phase Shift Key – QPSK)-Moduliert, worin jeweils zwei Bits entsprechend der in 1.8 gezeigten Gray-Darstellung auf einen Konstellationspunkt abgebildet werden.
  • Die Ausgabe des QPSK-Modulators ist eine Sequenz mit 120 Symbolen (S0–S119). Die QPSK-Symbole sind mit 24 Pilotsymbolen (P0–P23) verschachtelt, worin für jeweils 5 Datensymbole ein Pilotsymbol eingesetzt wird. Dies resultiert in einer Sequenz mit 144 Symbolen. Die Sequenz wird dann zur Übertragung über 8 TDMA-Fenster (in zwei TDMA-Rahmen) in 8 Vektoren mit je 18 Elementen Zeit-demultiplexiert wie in 1.9 dargestellt.
  • Ein bestimmter Vektor mit 18 Elementen wird über 8 verschiedene Antennen gesendet. Die Elemente des Vektors werden entsprechend dem Antennenelement gewichtet, durch das sie übertragen werden. Die Beschreibung, wie diese Wichtungen abgeleitet werden können, ist in Abschnitt 2 zu finden.
  • Die 18 Symbole, die für jede Antenne bestimmt sind, werden dann in die Invers-DFT-Frequenzbereiche (entsprechend dem physikalischen Kanal) platziert, wo sie in den Zeitbereich umgewandelt werden. Die digitalen Abtastwerte werden in analoge Abtastwerte umgewandelt, HF-umgewandelt und zur Übertragung über Funk an das entsprechende Antennenelement (0 bis 7) gesendet. Tabelle 1.4 zeigt eine Abbildung von Symbolen auf Töne für CLC/BRC-Übertragungen auf dem i-ten physikalischen Kanal.
  • 1.5.2.2 Basisempfänger-Funktionsbaustein-Diagramm
  • 1.5.2.2.1 Verkehrskanäle (Beispiel)
  • 1.10 zeigt das Blockdiagramm des Basisempfängers für einen Verkehrskanal. Während eines bestimmten TDMA-Fensters und auf einem bestimmten physikalischen Kanal empfängt die Basis Signale auf all ihren 8 Antennen. Die Signale werden rückkonvertiert, digital abgetastet und durch diskrete Fourier-Transformation (DFT) zurück in den Frequenzbereich umgewandelt. Für einen bestimmten Verkehrskanal werden die entsprechenden Töne mit Hilfe eines Demultiplexers ausgewählt. Die Töne von allen Antennen werden dann an einen Entspreizer gesendet. Der Entspreizer wichtet alle Töne von einer bestimmten Antenne durch eine bestimmte Wichtung, die berechnet werden kann wie in Abschnitt 2 beschrieben, und addiert dann alle Töne von anderen Antennen (Addition von 8 Vektoren mit je 18 Elementen). Der resultierende 18-Elemente-Vektor wird dann an einen Frequenzkorrekturfilter gesendet, wo jedes Element des Vektors mit einem Phasenausgleichsfaktor multipliziert wird, und das Pilotsymbol wird von der Sequenz entfernt. Die restlichen 17 Symbole werden an den Trellisdecodierer gesendet, der 16 Symbole (48 Bit) von Verkehrsdaten und 1 Symbol (3 Bit) von LCC-Daten ausgibt.
  • Dieser Vorgang wird für die nächsten 48 Bit von Binärdaten, die im nächsten relevanten TDMA-Fenster übertragen werden, von Anfang an wiederholt. 1.10 ist ein Funktionsbaustein-Diagramm eines Basisempfängers für einen einzigen Verkehrskanal im ¾-Raten-16-QAM-Modus.
  • 1.5.2.2.2 gemeinsame Zugangskänale Common Access Channels (CACs)
  • 1.11 zeigt das Blockdiagramm des Basisempfängers für einen CAC. Während eines bestimmten TDMA-Fensters und auf einem bestimmten physikalischen Kanal empfängt die Basis Signale auf allen ihren 8 Antennen. Die Signale werden abwärtskonvertiert, digital abgetastet und durch diskrete Fourier-Transformation (DFT) zurück in den Frequenzbereich umgewandelt. Für einen bestimmten CAC-Kanal werden die entsprechenden Töne mit Hilfe eines Demultiplexers ausgewählt. Die Töne von allen Antennen werden dann an einen Entspreizer gesendet. Der Entspreizer wichtet alle Töne von einer bestimmten Antenne durch eine bestimmte Wichtung, die berechnet werden kann wie in Abschnitt 2 beschrieben, und addiert dann alle Töne von anderen Antennen (Addition von 8 Vektoren mit je 18 Elementen). Die resultierenden 18 Töne werden an einen Frequenzkorrekturfilter gesendet, wo jeder Ton mit einem Phasenausgleichsfaktor multipliziert wird, und die 9 Pilotsymbole werden von der Sequenz entfernt. Der 9-Elemente-Vektor wird dann QPSK-demoduliert. Da jedes Element des Vektors ein QPSK-Symbol ist, das zwei Informationsbit darstellt, gibt der Demodulator 18 Informationsbit aus.
  • Der Zeitmultiplexer sammelt die Symbole, die in 8 aufeinander folgenden TDMA-Fenstern empfangen werden, um 144 Bit mit RS-codierten Informationen zu bilden, die also einen Block mit 24 RS-Symbolen bilden (jedes RS-Symbol ist 6 Bit lang). Der RS-Block wird dann decodiert, um 12 RS-Symbole oder 72 Bit der ursprünglichen CAC-Information zu erzeugen, die von der RU gesendet wurde. 1.11 ist ein Funktionsbaustein-Diagramm des Basisempfängers für einen CAC.
  • 1.5.2.3 RU-Sender-Funktionsbaustein-Diagramm
  • 1.5.2.3.1 Verkehrskanäle
  • Die RU sendet Informationen an die einzige Basis in ihrer Zelle. Dieser Abschnitt beschreibt die Übertragungsformate für einen 16-kbit/s-bis-64-kbit/s-Verkehrskanal, gemeinsam mit einem 1-kbit/s-bis-4-kbit/s-Link Control Channel (LCC) von einer RU an ihre Basis. Die 16-kbit/s-Verbindung wird hergestellt durch Zuweisung eines TDMA-Fensters pro Rahmen. Bei höheren Datenübertragungsgeschwindigkeiten wird das in diesem Abschnitt beschriebene Verfahren in jedem anwendbaren TDMA-Fenster wiederholt. Zum Beispiel müssen bei der Verbindung mit 64 kbit/s 4 TDMA-Fenster pro Rahmen zugewiesen werden.
  • Das Blockdiagramm für den RU-Sender in 1.12 zeigt die Verarbeitung von Daten für ein TDMA-Fenster.
  • Die Binärquelle liefert 48 Datenbits in einem TDMA-Fenster. Der Bit-in-Oktal-Umwandlungsblock wandelt die Binärsequenz in eine Sequenz mit 3-Bit-Symbolen um. Die Symbolsequenz wird in einen Vektor mit 16 Elementen umgewandelt. Ein Symbol vom Link Control Channel (LCC) wird hinzugefügt, um einen Vektor mit 17 Elementen zu bilden.
  • Der Vektor ist trelliscodiert. Die Ausgabe des Trelliscodierers ist ein weiterer Vektor mit 17 Elementen, worin jedes Element ein Signal in dem Satz von 16QAM-Konstellationssignalen ist.
  • Ein bekanntes Pilotsymbol wird dann hinzugefügt, um einen Vektor mit 18 Elementen zu bilden. Die 18 Elemente werden in die Invers-DFT-Frequenzbereiche (die dem physikalischen Kanal entsprechen) platziert, wo sie in den Zeitbereich umgewandelt werden. Die digitalen Abtastwerte werden in analoge Abtastwerte umgewandelt, HF-umgewandelt und zur Übertragung über Funk an die Antenne gesendet.
  • Dieser Vorgang wird für die nächsten 48 binären Datenbits, die im nächsten relevanten TDMA-Fenster übertragen werden, von Anfang an wiederholt. 1.12 ist ein Funktionsbaustein- Diagramm eines RU-Senders für einen einzigen Verkehrskanal im ¾-Raten-16-QAM-Modus.
  • 1.5.2.3.2 Common Access Channels (CACs)
  • Das Blockdiagramm für die RU-CAC-Übertragungen ist in 1.13 dargestellt. Die Erzeugung von CAC-Informationen ist dargestellt durch eine Binärquelle, die für jede CAC-Übertragung 72 Datenbits erzeugt. Die 72-Bit-Sequenz wird mit Hilfe eines verkürzten Reed Solomon RS (63, 35)-Codes RS-codiert, um eine 24-RS-Symbol-Sequenz (oder äquivalent eine 114-Bit-Sequenz) zu erzeugen.
  • Die 114-Bit-Sequenz wird QPSK-moduliert, worin jeweils zwei Bit mit Gray-Abbildung auf einen Konstellationspunkt abgebildet werden. Die Ausgabe des QPSK-Modulators ist daher eine 72-Symbol-Sequenz (S0–S71). Die QPSK-Symbole werden mit 72 bekannten Pilotsymbolen (P0–P71) verschachtelt, wobei für jedes Datensymbol ein Pilotsymbol eingesetzt wird. Dies resultiert in einer 144-Symbol-Sequenz. Die Sequenz wird zur Übertragung über 8 TDMA-Fenster (in zwei TDMA-Rahmen) in 8 Vektoren mit je 18 Elementen Zeit-demultiplexiert wie in der Tabelle 1.5 der 1.14 dargestellt. Abbildung von Symbolen auf Töne für CAC-Übertragungen auf dem i-ten physikalischen Rückkanal
  • Während jedes TDMA-Fensters werden die 18 Symbole in die DFT-Frequenzbereiche (die dem physikalischen Kanal entsprechen) platziert, wo sie in den Zeitbereich umgewandelt werden. Die digitalen Abtastwerte werden in analoge Abtastwerte umgewandelt, HF-umgewandelt und zur Übertragung über Funk an die Antenne gesendet. 1.14 zeigt das Demultiplexieren einer CAC-Nachricht in zwei aufeinander folgenden TDMA-Rahmen.
  • 1.5.2.4 RU-Empfänger-Funktionsbaustein-Diagramm
  • 1.5.2.4.1 Verkehrskanäle
  • 1.15 zeigt das Blockdiagramm des RU-Empfängers. Während eines bestimmten TDMA-Fensters und auf einem bestimmten physikalischen Kanal empfängt die RU ein Signal auf ihrer Antenne. Die Signale werden abwärtskonvertiert, digital abgetastet und durch diskrete Fourier-Transformation (DFT) zurück in den Frequenzbereich umgewandelt. Für einen bestimmten Verkehrskanal werden die entsprechenden Töne mit Hilfe eines Demultiplexers ausgewählt. Die 18 Töne werden an einen Frequenzkorrekturfilter gesendet, wo jeder Ton mit einem Phasenausgleichsfaktor multipliziert wird, und das Pilotsymbol wird von der Sequenz entfernt. Die restlichen 17 Symbole werden an den Trellisdecodierer gesendet, der 16 Symbole (48 Bit) von Verkehrsdaten und 1 Symbol (3 Bit) von LCC-Daten ausgibt.
  • 1.15 zeigt das Funktionsbausteindiagramm des RU-Empfängers für einen einzigen Verkehrskanal im ¾-Raten-16-QAM-Modus.
  • 1.5.2.4.2 Gemeinsame Verbindungs- und Sende-Kanäle Common Link und Broadcast Channels (CLC/BRCs)
  • 1.16 ist eine Blockdiagramm-Darstellung von Basisband-Verarbeitung im CLC/BRC-Empfänger. Während eines bestimmten TDMA-Fensters empfängt die RU auf einem bestimmten physikalischen Kanal, der für CLC/BRC-Übertragung genutzt wird, über ihre Antenne ein Zeitbereichssignal. Das Signal wird abwärtskonvertiert, digital abgetastet und durch diskrete Fourier-Transformation (DFT) zurück in den Frequenzbereich umgewandelt. Die entsprechenden Töne für den CLC/BRC werden mit Hilfe eines Demultiplexers ausgewählt. Die 18 Töne werden an einen Frequenzkorrekturfilter gesendet, wo jeder Ton mit einem Phasenausgleichsfaktor multipliziert wird, und die 3 Pilotsymbole werden dann entfernt. Die restlichen 15 Elemente werden dann QPSK-demoduliert. Somit gibt der Demodulator 30 Informationsbit aus.
  • Der Zeitmultiplexer sammelt die Daten in 8 aufeinander folgenden TDMA-Fenstern, um 240 Bit mit RS-codierter Information zu bilden, die somit einen 40-RS-Symbolblock bilden (jedes RS-Symbol ist 6 Bit lang). Der RS-Block wird dann decodiert, um 12 RS-Symbole oder 72 Bit der ursprünglichen CLC/BRC-Information zu erzeugen, die von der Basis gesendet wurde.
  • Abschnitt 2 Räumliche PWAN FDD-Verarbeitung
  • Einleitung
  • Räumliche Verarbeitung wird in die PWAN-Bitübertragungsschicht integriert, um für verbesserte Kapazität und ein verbessertes Serviceniveau zu sorgen. Diese werden erreicht durch räumliche Isolierung zur Frequenzwiederverwendung und durch die Unterdrückung von Gleichkanal-Störern. In einem Frequency Division Duplex-(FDD-)System, in dem die Frequenzen der Übertragungs- und Empfangsbänder weit getrennt sind, ist Reziprozität im Kanal nicht erreichbar. Deshalb werden im Vorwärts- und Rückkanal verschiedene Strahlformungs-Strategien benötigt.
  • Dieser Abschnitt beschreibt speziell diejenigen Funktionen, die benötigt werden, um räumliche Verarbeitung an der PWAN-Basisstation zu implementieren. Räumliche Verarbeitung an der Gegenstelle ist fakultativ und bietet eine potentielle Mölichkeit, räumliche Freiheit für weitere Kapazitätserhöhungen zu gewinnen.
  • Die Hauptfunktionen, die in jedem Strahlformungs-System vorhanden sind, werden sowohl für die Vorwärts- als auch für die Rückwärtsverbindungen beschrieben. Sie schließen die Anwendung der Strahlformungs-Wichtungen, Wichtungsberechnung, Anpassung und Integration der Referenz-Pilotsignale ein.
  • 2.1 Schmalband-Annahme
  • Es ist zunächst wichtig, über eine der wichtigsten Grundlagen zu sprechen, die jedem Strahlformungs-System inhärent sind: ob seine Frequenz schmalbandig oder breitbandig ist. Bei dem PWAN-System wird vorausgesetzt, dass alle Strahlformung schmalbandig ist. Es ist notwendig, das System zu Beginn als schmalbandig zu definieren, um sicherzustellen, dass die Frequenzgänge an verschiedenen Feldelementen eng übereinstimmen und dass empfangene räumliche Abtastwerte von einem Ende des Feldes zum nächsten ausreichend korreliert werden.
  • Diese Voraussetzung kann im Zusammenhang mit dem Beobachtungszeit-Bandbreiten-Produkt für die Basisstation-Antennen-Apertur analytisch untersucht werden. Sie kann auch durch Beobachtung der im Strahlungsmuster vorhandenen Fehlanpassung über das betreffende Frequenzband hinweg getestet werden.
  • Das Beobachtungszeit-Intervall für eine Antennen-Apertur ist definiert als die Zeit, die eine ebene Wellenform benötigt, um die Antennen-Apertur vollständig zu passieren. Dies ist abhängig vom Signal-Einfallwinkel. Das Beobachtungszeit-Bandbreiten-Produkt (time bandwidth product, TBWP) ist das Produkt aus dem Beobachtungsintervall und der Signal-Bandbreite. Damit ein Feld als schmalbandig bezeichnet werden kann, sollte das TBWP für alle Einfallwinkel deutlich weniger als 1 betragen.
  • Eine schnelle Berechnung des TBWPs für eine lineare Öffnung mit einheitlichem 8-Elementen-Abstand sollte eine Grenze für dieses TBWP für PWAN liefern, da dies die Begrenzung des Beobachtungsintervalls für ein Feld mit einheitlichen Abständen wäre. Gleichung 2.1 und Gleichung 2.2 beschreiben diese Berechnung, worin Td das Beobachtungszeit-Intervall ist, BW die Signal-Bandbreite ist (112,5 kHz), N die Anzahl von Feldelementen (8) ist und c die Lichtgeschwindigkeit ist.
  • (Gleichung 2.1)
    • Td = (Elementenabstand·sin(Einfallwinkel))/c)·(N – 1) = (2,63e – 10)·(8 – 1) = 1,84e – 09
  • (Gleichung 2.2)
    • TBWP = 1,84e – 09·BW = 1,84e – 09·112,5e03 = 2,07e – 04 TBWP = 2,07e – 04 << 1
  • Diese Berechnung wurde für den maximalen Einfallwinkel von der Hauptstrahlrichtung (bei Längsstrahlrichtung) von 90 Grad für das maximale Beobachtungsintervall durchgeführt. Wie aus der Gleichung 2.2 ersichtlich wird, ist das TBWP bei der Maximalverzögerung viel kleiner als Eins (alle anderen Winkel hätten ein kleineres TBWP), also ist die Schmalband-Annahme richtig.
  • Diese Annahme wurde durch Simulationen auch für das lineare Feld getestet, mit dem Ergebnis, dass eine Fehlanpassung der Strahlungsmuster über diese Bandbreite einen zu vernachlässigenden mittleren quadratischen Fehler (mean-square error, MSE) aufwies, was erneut die Schmalband-Annahme stützte.
  • 2.2 Fernfeld-Annahme
  • Eine andere wichtige Annahme, die im PWAN-Strahlformungssystem inhärent ist, ist die Fernfeld-Annahme. Diese Annahme besagt, dass alle Strahlformungsfunktionen für Wellenformen gelten, die vom Fernfeld (> ~4 Meter) im Gegensatz zum Nahfeld (< ~4 Meter) empfangen werden. Dies ermöglicht es dem Ingenieur, jede sich fortpflanzende Wellenform, die in die Antennen-Apertur einfällt, als ebene Wellenform zu behandeln, was bedeutet, dass die Fortpflanzung des Signals zwischen zwei Antennenelementen als reine Verzögerung gekennzeichnet werden kann. Es wird angenommen, dass das Signal an jedem Punkt auf der ebenen Wellenform die gleiche Intensität hat.
  • 2.3 Vorwärtskanal
  • Auf der Vorwärtsverbindung von der Basis zur RU wird Strahlformung (Beamforming) verwendet, um für eine Isolierung zwischen räumlich getrennten RUs zu sorgen. Bei Übertragung von der Basis beruht die Strahlformung auf Bewertungen der Einfallsrichtung, die von empfangenen RU-Übertragungen abgeleitet werden. Am RU-Empfänger wird räumliche Isolierung bereitgestellt durch die Kombination von Daten an der Antennen-Apertur selbst zum Zwecke eines kontinuierlichen festen Strahlungsmusters.
  • 2.3.1 Basissender
  • Eine Funktionsdarstellung eines einzelnen Verkehrskanals für den Basissender wird in 2.1 gezeigt. Dieser Abschnitt behandelt diejenigen Bestandteile des Basissenders, welche die Funktionen der räumlichen Verarbeitung direkt implementieren: den in 2.1 schattierten Spreizerblock und das Antennen-Feld. 2.1 ist ein Funktionsbausteindiagramm des Basissenders für einen einzelnen Verkehrskanal im ¾-Raten-16-QAM-Modus.
  • 2.3.1.1 Antennen-Feld
  • Das Antennen-Feld (Antenna Array) für den Basissender besteht aus N Sensoren, die von jedem Feldelement räumlich gewichtete Signale versenden. Dieses Feld ist in halbkugelförmiger Geometrie mit entweder einheitlichen oder nicht einheitlichen Elementen-Abständen konfiguriert.
  • 2.3.1.2 Wichtungs-Anwendung
  • Die Strahlformung in der Vorwärtsrichtung wird erzielt durch Anwendung einer komplexen Wichtungsmatrix, W, bestehend aus Wichtungsvektoren, die jedem Benutzer entsprechen, so dass das übertragene Signal in die Richtung der gewünschten RU(s) verstärkt und für alle anderen Übertragungsrichtungen gedämpft wird. Diese Wichtungs-Anwendung ist in der folgenden Gleichung beschrieben.
  • (Gleichung 2.3)
    • X = WY
  • Die Gleichung 2.3 stellt eine Matrixmultiplikation der Basisband-Tondaten, Y, mit der Wichtungsmatrix, W, zur Erzeugung der zu modulierenden und zu sendenden Tondaten, X, dar.
  • 2.3.1.3 Wichtungs-Ableitung
  • Der Spreizer-Block innerhalb des Basissenders liefert die Matrix räumlicher Wichtungen, W, zur Anwendung auf die zu sendenden Tondaten. Diese Matrix kann durch eines von mehreren Verfahren abgeleitet werden: aus Daten-unabhängigen festen Strahl-Wichtungen, abgeleitet von der räumlichen Trennung der Antennen-Feld-Öffnung, durch adaptive Echtzeit-Berechnung statistisch optimaler Strahl-Wichtungen, abgeleitet von zweitrangiger Statistik der Daten, die über die Antennen-Feld-Öffnung empfangen werden, oder durch den Empfang einer der beiden Arten von Wichtung über eine Schnittstelle von einem anderen Basis-Untersystem.
  • Jedes Verfahren der Wichtungs-Ableitung ist mit bestimmten Vorteilen im Hinblick auf räumliche Isolierung, Gleichkanal-Störspannungsunterdrückung und Komplexität der Systemverarbei tung verbunden.
  • Daten-unabhängige feste Strahl-Wichtungen üben die geringste Echtzeit-Berechnungs-Belastung auf das Basisband-Teilsystem aus, da diese Wichtungen im Voraus berechnet und zum Nachschlagen pro Anruf in Echtzeit tabellarisiert werden können. Daten-unabhängige Wichtungen bieten räumliche Isolierung zwischen Abwärts-Übertragungen für Raum-Vielfachzugriff (SDMA), steuern jedoch keine Nullen zur direkten Unterdrückung von Gleichkanal-Störern bei. Die Unterdrückung dieser Störer ist jedoch inhärent in der räumlichen Isolierung, die durch das Hauptkeulen-zu-Nebenkeulen-Verhältnis bereitgestellt wird, aber die Vorteile (räumliche Auflösung und verstärkte Dämpfung) der adaptiven Beisteuerung von Nullen direkt an einen Gleichkanal-Störer stehen nicht zur Verfügung.
  • Statistisch optimale Strahlformungs-Wichtungen bieten eine direkte Unterdrückung von Gleichkanal-Störern, benötigen jedoch eine erhöhte Verarbeitungsleistung und führen zu erhöhter Latenz aufgrund von Konvergenzzeiten in der Wichtungsberechnung. Es ist auch anzumerken, dass in FDD-Systemen die Bewertung der Einfallrichtung (direction of arrival, DOA) dem Sende-Strahlformer aufgrund der Unabhängigkeit von Kanaleffekten über den großen Frequenzabstand der Vorwärts- und Rückwärtsbänder keine genauen Bewertungen von Mehrwegkomponenten liefern kann. Dies bedeutet, dass der Sende-Strahlformer nur feste Richtfunk-(line of sight, LOS-)Übertragungen von störenden RUs annullieren kann. Ein anderer wesentlicher Vorteil dieser Vorgehensweise ist jedoch die erhöhte Auflösung des Hauptstrahls, die für eine bessere räumliche Auflösung über Daten-unabhängige Wichtungen sorgt.
  • 2.3.1.4 Wichtungs-Aktualisierung
  • Die Wichtungsmatrix, W, muss regelmäßig aktualisiert werden. Diese Aktualisierung ist erforderlich, um Änderungen im Vorwärtsverbindungskanal sowie in einzelnen Verbindungen, die ständig über diesen Kanal ab- und aufgebaut werden, zu verfolgen. Für Daten-unabhängige Wichtungen gilt die Kanalüberwachung nicht, und die Wichtungs-Aktualisierung findet pro Anruf statt. Bei statistisch optimalen Wichtungen beruht das Aktualisierungs- Intervall auf der Anpassungsrate, die von der Kanal-Statistik abgeleitet ist (Zeit-Bandbreiten-Produkt und Kanal-Stationarität).
  • 2.3.1.5 Bezugssignal
  • Die Basis sendet Referenz-Verbindung-Aufrechterhaltungs-Piloten (Link Maintenance Pilots – LMPs), um eine Phasenreferenz zur kohärenten Demodulation und eine Bewertung des gewünschten Signals zur Strahlform-Fehler-Abschätzung bereitzustellen. Bezugssignale werden sowohl auf dem Vorwärtskanal als auch auf dem Rückkanal übertragen. Dies ermöglicht es der Basis, eine Messung des mittleren quadratischen Fehlers (mean-square error, MSE) vorzunehmen, die bei der Ableitung einer optimalen Strahlform-Lösung für den Rückkanal verwendet wird, ohne dass man sich auf eine Bewertung der Einfallrichtung stützt.
  • 2.3.1.6 Bewertung der Einfallrichtung
  • A-priori-Kenntnis des Einfallwinkels bei RU-Übertragungen ist erforderlich, um Übertragungsstrahlen pro Anruf auf die gewünschten Signale zu lenken. Diese Informationen müssen durch DOA-Bewertungsverfahren gesammelt werden.
  • 2.3.2 RU-Empfänger
  • Räumliche RU-Basisband-Verarbeitungstechniken führen räumliche Verarbeitung an der Feld-Öffnung (array aperture) zur Bildung eines kontinuierlichen Strahls durch.
  • 2.4 Rückkanal
  • Auf dem Rückkanal, von der RU an die Basis, wird Strahlformung verwendet, um für Isolierung zwischen räumlich getrennten RUs und Unterdrückung von Gleichkanal-Störern zu sorgen. Auf dieser Verbindung ist keine A-priori-Kenntnis des Einfall-Winkels von RU-Übertragungen erforderlich; stattdessen wird Bezugssignal-adaptive Strahlformung verwendet.
  • 2.4.1 Basisempfänger
  • Eine Funktionsdarstellung eines einzigen Verkehrskanals für den Basisempfänger wird in 2.2 gezeigt. Dieser Abschnitt bezieht sich auf diejenigen Komponenten des Basisempfängers, welche die Funktionen der räumlichen Verarbeitung direkt implementieren: den schattierten Entspreizer-Block in 2.2 und das Antennen-Feld. 2.2 zeigt das Funktionsbausteindiagramm des Basisempfängers für einen einzigen Verkehrskanal im ¾-Raten-16-QAM-Modus.
  • 2.4.1.1 Antennen-Feld
  • Das Antennen-Feld für den Basisempfänger besteht aus N Sensoren, die Wellenformen abtasten, welche an jedem Feldelement auf die Feld-Öffnung auftreffen. Dieses Feld ist in einer halbkugelförmigen Geometrie mit entweder einheitlichen oder nicht einheitlichen Elementen-Abständen ausgebildet.
  • 2.4.1.2 Wichtungs-Anwendung
  • Die räumliche Verarbeitung in umgekehrter Richtung wird durchgeführt durch Anwendung einer komplexen Wichtungsmatrix, W, die aus Wichtungsvektoren besteht, die jedem Anwender entsprechen, so dass das empfangene Signal in die Richtung der gewünschten RU verstärkt und in alle anderen Richtungen gedämpft wird. Diese Wichtungs-Anwendung ist in der folgenden Gleichung beschrieben.
  • (Gleichung 2.4)
    • Y = WX
  • Gleichung 2.4 stellt eine Matrixmultiplikation der Basisband-Tondaten, X, mit der Wichtungsmatrix, W, zur Erzeugung der entspreizten Tondaten, Y, dar.
  • 2.4.1.3 Wichtungs-Ableitung
  • Der Entspreizer-Block im Basisempfänger liefert die Matrix räumlicher Wichtungen, W, zur Anwendung auf die empfangenen Daten. Diese Matrix kann durch eines von mehreren Verfahren abgeleitet werden: aus Daten-unabhängigen festen Strahl- Wichtungen, abgeleitet von der räumlichen Trennung der Antennen-Feld-Öffnung, durch adaptive Echtzeit-Berechnung statistisch optimaler Strahl-Wichtungen, abgeleitet von Statistik der zweiten Ordnung, die über die Antennen-Feld-Öffnung empfangen wird, oder durch den Empfang einer der beiden Arten von Wichtung über eine Schnittstelle von einem anderen Basis-Untersystem.
  • Jedes Verfahren der Wichtungs-Ableitung ist mit bestimmten Vorteilen im Hinblick auf räumliche Isolierung, Gleichkanal-Störspannungsunterdrückung und Komplexität der Systemverarbeitung verbunden.
  • Daten-unabhängige feste Strahl-Wichtungen üben die geringste Echtzeit-Berechnungs-Belastung auf das Basisband-Teilsystem aus, da diese Wichtungen im Voraus berechnet und zum Nachschlagen pro Anruf in Echtzeit tabellarisiert werden können. Daten-unabhängige Wichtungen bieten räumliche Isolierung zwischen Aufwärts-Übertragungen für Raummultiplex-Vielfachzugriff (SDMA), steuern jedoch keine Nullen zur direkten Unterdrückung von Gleichkanal-Störern bei. Die Unterdrückung dieser Störer ist jedoch inhärent in der räumlichen Isolierung, die durch das Hauptkeulen-zu-Nebenkeulen-Verhältnis bereitgestellt wird, aber die Vorteile (räumliche Auflösung und verstärkte Dämpfung) der adaptiven Beisteuerung von Nullen direkt an einen Gleichkanal-Störer sind nicht verfügbar.
  • Statistisch optimale Strahlformungs-Wichtungen bieten eine direkte Unterdrückung von Gleichkanal-Störern, benötigen jedoch eine erhöhte Verarbeitungsleistung und führen zu erhöhter Latenz aufgrund von Konvergenzzeiten in der Wichtungsberechnung.
  • 2.4.1.4 Wichtungs-Aktualisierung
  • Die Wichtungsmatrix, W, muss regelmäßig aktualisiert werden. Diese Aktualisierung ist erforderlich, um Änderungen im Rückkanal sowie in einzelnen Verbindungen, die ständig über den Kanal ab- und aufgebaut werden, zu verfolgen. Für Daten-unabhängige Wichtungen gilt die Kanalüberwachung nicht, und die Wichtungs-Aktualisierung findet pro Anruf statt. Bei statistisch optimalen Wichtungen beruht das Aktualisierungs-Intervall auf der Anpassungsrate, die von der Kanal-Statistik abgeleitet ist (Zeit-Bandbreiten-Produkt und Kanal-Stationarität).
  • 2.4.1.5 Bewertung der Einfallrichtung
  • Auf dem Rückkanal wird die Bewertung der Einfallrichtung für den empfangenen Datensatz zur Anwendung auf den Vorwärtskanal durchgeführt. Diese Informationen ermöglichen es dem Basis-Sende-Strahlformer, Strahlen auf die gewünschte RU und, um statistisch optimale Wichtungen zu erhalten, Nullen auf störende RUs beizusteuern. Bei einer drahtlosen Anschlussleitung wie PWAN ist keine Verfolgung der Bewertung des Einfallwinkels erforderlich, da die Quell-RUs stationär sind. Wie zuvor erwähnt, haben diese Bewertungen des Einfallwinkels den Nachteil, dass sie über PCS-Bänder unabhängig sind und daher keine Mehrwege-Effekte verfolgen können.
  • 2.4.1.6 Referenz-Pilotsignale
  • Die Basis sendet Referenz-Verbindung-Aufrechterhaltungs-Piloten (Link Maintenance Pilots – LMPs), um eine Phasenreferenz zur kohärenten Demodulation und eine Bewertung des gewünschten Signals zur Strahlform-Fehlerabschätzung bereitzustellen. Referenzsignale werden sowohl auf dem Vorwärtskanal als auch auf dem Rückkanal übertragen. Dies ermöglicht es der Basis, eine Messung des statistischen Gesamtfehlers (mean-square error, MSE) vorzunehmen, die bei der Ableitung einer optimalen Strahlform-Lösung für den Rückkanal verwendet wird, ohne dass man sich auf eine Bewertung der Einfallrichtung stützt.
  • 2.4.2 RU-Sender
  • Räumliche RU-Basisband-Verarbeitungstechniken RU führen zur Bildung eines ununterbrochenen Strahls räumliche Verarbeitung an der Feld-Öffnung durch.
  • Abschnitt 3 PWAN-Kanalzuweisung
  • Einleitung
  • Wenn ein Verkehrskanal für eine RU eingerichtet werden soll, muss die Basis einen Kanal zuweisen, auf dem die RU das erforderliche Serviceniveau erhält.
  • 3.1 RU-Fähigkeit
  • In den Kanalzuweisungs-Algorithmus müssen Informationen zu den Kapazitäten jeder aktiven und neuen RU eingehen. Wenn zukünftige Ausrüstungen über verschiedene ZF-Bandbreiten arbeiten, müssen in den Kanalzuweisungs-Algorithmus Informationen eingehen, was jede Ausrüstung unterstützen kann.
  • In der ersten Generation von PWAN unterstützen die RUs eine Betriebs-Bandbreite von 1 MHz. Dies ermöglicht einen Betrieb über einen beliebigen von 16 Kanälen. Wenn eine RU durch ihre RUID gekennzeichnet ist, durchsucht die Basis für den Kanalzuweisungs-Algorithmus eine Datenbank, welche die erforderlichen Informationen über die RU enthält, z. B. Frequenz (IF), Bandbreite (BW), Anzahl unterstützter Trägerkanäle (B), Art(en) unterstützter Sprachcodierung usw.
  • 3.2 Einfallrichtung (DOA)
  • Da das System zur Erhöhung der Kapazität von SDMA abhängig ist, ist die DOA für jede RU ein sehr wichtiger Parameter. In den Kanalzuweisungs-Algorithmus müssen die DOA jeder RU, die an einem aktiven Anruf beteiligt ist, und die DOAs aller neuen RUs eingehen.
  • Anfänglich konnte ein Kanalzuweisungs-Algorithmus erstellt werden, der einfach die Aufteilung der DOA zwischen einer neuen RU und den anderen aktiven RUs in einer bestimmten Anzahl verfügbarer Cluster maximiert. Wenn die Anzahl der Teilnehmer an dem System steigt, müssen jedoch zusätzliche Informationen außer DOA in die Kanalauswahl integriert werden.
  • Es gibt mehrere Kandidat-Algorithmen für die DOA-Bewertung:
    • – Coherent Signal-Subspace (CSS) mit räumlicher Interpolation
    • – SS-DOA
    • – MUSIC
    • – ESPRIT
  • 3.3 Kanalmessungen
  • Damit der beste Kanal ausgewählt werden kann, müssen die RUs Messungen an einer bestimmten Anzahl von Kanälen vornehmen und die Ergebnisse an die Basisstation senden, um den besten Kanal für eine RU auszuwählen, wenn eine Verbindung aufgebaut wird. Diese Messungen schließen RSSI und SINR ein. Tabelle 3.1 gibt einen groben Überblick, wie die Informationen "Stärkeanzeiger des empfangenen Signals" "Received Signal Strength Indicator" (RSSI) und Störabstand (Signal to Interference Ratio, SINR) verwendet werden könnten, um Eingangs-RUs Kanäle zuzuweisen.
  • Es ist klar, dass ein Kanal ein umso besserer Kandidat ist, je niedriger sein RSSI ist, da von einer Basis auf diesem Kanal nur wenig Energie auf diese RU gerichtet wird. Eine RU könnte jedoch Energie von einer Vorwärts-Strahlungscharakteristik-Nebenkeule messen wie in 3.1 dargestellt. Aus 3.1 wird ersichtlich, dass die eingehende RU aufgenommen werden könnte, wenn die dienende Basis ihr Strahlungsmuster ändern würde, damit die vorhandene RU eine Null an die eingehende RU beisteuert. Ähnlich würde im Strahlungsmuster für die eingehende RU eine Null an die vorhandene RU beigesteuert. Diese Situation ist in 3.2 dargestellt. 3.1 zeigt das Vorwärts-Strahlungsmuster und seine Auswirkung auf RU RSSI. 3.2 zeigt das Vorwärts-Strahlungsmuster, das geändert wurde, um eine eingehende RU zu unterbringen.
  • Nur mit RSSI-Informationen ist es unmöglich, zwischen der Strahl-Seitenkeule der dienenden Basis und Interferenz von den Umgebungs-Basen zu unterscheiden. Zur Unterscheidung zwischen externer und intrazellularer Energie werden die SINR-Messungen genutzt. Ein niedriger SINR-Wert zeigt hohe Stör- und Interferenzniveaus auf dem Kanal an. Ein hoher SINR-Wert zeigt ein freies Signal von der dienenden Basis an. Bei der in 3.1 dargestellten Situation würde die RU also einen signifikanten RSSI und einen relativ hohen SINR angeben. Wenn die DOA der eingehenden RU ausreichend weit von der vorhandenen RU entfernt ist, sind genug Informationen vorhanden, um zu wissen, dass das Vorwärts-Strahlungsmuster verschoben werden kann, um die eingehende RU in diesen Kanal zu unterbringen, wie in 3.2 dargestellt.
  • Als erstes Ergebnis scheint es, dass die drei Daten zu einem Kanal-Anwartschafts-Bewertungsfaktor (Candidacy Assessment Factor, CAF) kombiniert werden können. Die drei wünschenswerten Situationen sind: große Aufteilung der DOA, kleiner RSSI und großer SINR. Somit ist eine Gleichung zur Quantifizierung der Anwartschaft von Kanal n:
  • (Gleichung 3.1)
    • CAF(n) = fDOA(n) + fRSSI(n) – fSINR(n)
  • (Gleichung 3.2)
    • fDOA(n) = a1(180 – min(|DOAe(k) – DOAi|)) for all k
  • (Gleichung 3.3)
    • fRSSI(n) = a2(133 + RSSI(n))
  • (Gleichung 3.4)
    • fSINR(n) = a3(SINRRU(n) + SINRBase(n))
  • Ein geringerer Wert von CAF zeigt eine bessere Anwartschaft für diesen Kanal an. Ein idealer Kanal hätte einen CAF von 0. In Gleichung 3.2 bis Gleichung 3.4 sind a1, a2 und a3 Maßstabsfaktoren für die drei Ausdrücke. Der erste Ausdruck in Gleichung 3.1 bewertet die DOA-Informationen. Die größtmögliche Trennung beträgt 180 Grad. Daher wird der erste Ausdruck durch einen größeren Unterschied in der DOA kleiner. Der zweite Ausdruck in Gleichung 3.1 bewertet die RSSI-Messung. Der Störpegel des Empfängers beträgt –133 dBm. Das ist die Idealmessung, die keine Aktivität auf diesem Kanal anzeigt; daher ist jeder Wert, der –133 dBm überschreitet, eine Abweichung des CAFs vom Ideal. Der dritte Ausdruck in Gleichung 3.1 schließt die Auswirkungen des Kanal-SINR ein. Ein höherer Wert von SINRRU ergibt einen besseren CAF, da dies bedeutet, dass die Energie, von der RU aus gesehen, von der dienenden Basis kommt. Gleichermaßen bedeutet ein höherer SINRBase-Wert, dass weniger Interferenz von RUs in anderen Zellen auf diesem Kanal vorhanden ist.
  • Beispiel:
    • a1 = a2 = 1, a3 = 1/2
  • Eine RU fordert von ihrer dienenden Zelle einen Verkehrs kanal an. Sie gibt folgende Messungen als Teil des Verkehrsaufbaus an: RSSI(2) = –95 dBm, SINRRU(2) = 4,5 dB.
  • Die dienende Basis gibt die DOA der eingehenden RU mit 42 Grad an. Es gibt eine RU auf Kanal 1 bei 127 Grad und eine auf Kanal 2 bei 133 Grad. Außerdem ist SINRBase(1) = 12 dB und SINRBase(2) = 13 dB. CAF(1) = (180 – |127 – 42|) + (133 – 95) – 0.5(9.3 + 12) = 122.35 CAF(2) = (180 – |133 – 42|) + (133 – 95) – 0.5(4.5 + 13) = 118,25
  • Die RU maß denselben RSSI für beide Kanäle. Die DOA der vorhandenen RU auf Kanal 1 war etwas besser als die DOA der vorhandenen RU auf Kanal 2. Die SINR-Messung der Basis für Kanal 1 war etwas besser als die Messung für Kanal 2. Die Messung, die in diesem Fall den größten Unterschied ausmachte, war der RU-SINR.
  • Zur effektiven Messung des SINR müssen die RUs und die Basis wissen, ob ein Signal zu einer bestimmten Zelle gehört oder nicht. Ohne einen solchen Mechanismus wäre eine SINR-Messung identisch für ein Signal mit einem bestimmten RSSI-Niveau von der dienenden Basis und für ein Signal von einer benachbarten Basis mit demselben RSSI-Wert. Eine Möglichkeit, zwischen Signalen in verschiedenen Zellen zu unterscheiden, besteht darin, die Referenz-Pilotsignale auf den Verkehrskanälen mit verschiedenen Phasen oder Phasenfolgen zu codieren, die vom Basisstation-Offset-Code abgeleitet werden.
  • 3.4 Vorgehensweise
    • 1. Im Ruhezustand misst jede RU den RSSI und SINR jedes Kanals, in dem sie potentiell arbeiten könnte, und sortiert sie von "subjektiv am besten" bis "subjektiv am schlechtesten".
    • 2. Es gibt einen Parameter, meas rpts, der auf dem Broadcast-Kanal jeder Basis übertragen wird und angibt, wie viele Kanalmessungen eine RU an die Basis senden wird, wenn eine Datenverkehrsverbindung aufgebaut werden soll.
    • 3. Wenn eine Datenverkehrsverbindung aufgebaut werden soll, sendet die RU die besten meas rpts-Kanalmessungen auf dem SCAC-Kanal an die Basis.
    • 4. Die Basis nutzt die von der RU gesendeten Kanalmessungen, um für jeden der Anwärter-Kanäle in dem von der RU gesendeten Satz einen CAF zu berechnen.
    • 5. Wenn einer oder mehrere der Kanäle in dem Satz, der von der RU gesendet wurde, einen akzeptablen CAF produziert, wird der Kanal mit dem besten CAF ausgewählt.
    • 6. Wenn keiner der Kanäle in dem Satz, der von der RU gesendet wurde, einen akzeptablen CAF produziert, fordert die Basis den nächstbesten Satz von meas rpts-Messungen von der RU an.
    • 7. Die Basis wiederholt die Schritte 4 bis 6, bis entweder ein akzeptabler Kanal gefunden und dann verwendet wird oder bis die Liste von Anwärter-Kanälen erschöpft ist; an diesem Punkt wird der Anruf blockiert.
  • Abschnitt 4 PWAN-Synchronisation
  • Einleitung
  • Die RU-Synchronisations- und Basis-Laufzeit-Kompensations-Algorithmen werden behandelt. Beide Algorithmen zielen darauf ab, Synchronisation entweder der Zeit (Basis-Laufzeit-Kompensation) oder der Zeit und der Frequenz (RU-Synchronisation) zu erzielen.
  • 4.1 RU-Synchronisation
  • Wenn die Gegenstelle (remote unit, RU) initialisiert wird und anfängt, Sendungen von ihrer Basis zu empfangen, ist die Ankunftszeit der Wellenform unbekannt. Auch liegen die RU-Pilotsignale (RU Signal Pilots, RSPs) wahrscheinlich nicht in den vorgeschriebenen FFT-Bereichen, weil der Basis-Oszillator und der RU-Oszillator bei etwas unterschiedlichen Frequenzen arbeiten. Ziel des Synchronisations-Algorithmus ist es, das RU-Verarbeitungsfenster, oder Empfangsgate, mit der Wellenform abzugleichen und den RU-Referenzoszillator (VCXO) so einzustellen, dass er mit derselben Frequenz arbeitet wie der Basis-Oszillator.
  • Synchronisation wird als ein Verfahren in zwei Schritten dargestellt. Zunächst muss die Erfassung der Synchronisations-Wellenform sowohl im Hinblick auf Zeit als auch auf Frequenz stattfinden. Das RU-Empfangsgate wird so angepasst, dass es den größten Teil der Signalenergie enthält, und der RU-VCXO wird so eingestellt, dass der größte Teil des RU-Basis-Frequenzunterschieds beseitigt wird. Das Steuern des restlichen Frequenz-Offsets auf Null und die Aufrechterhaltung eines durchschnittlichen Frequenz-Offsets von Null erfordern ein verlässliches Verfahren der Frequenzbestimmung, das während des RU-Betriebs kontinuierlich läuft. Sobald der Frequenzfehler beseitigt ist, wird die RU als mit der Basis frequenzsynchronisiert bezeichnet. Die Aufrechterhaltung eines Frequenzfehlers von Null ist die Funktion des Frequenznachführungs-Schritts, der kontinuierlich im Hintergrund läuft. Der Phasenregelkreis (phase-locked loop, PLL) ist in der Lage, eine zeitvariable Phase, die in Störungen eingebettet ist, zu verfolgen, und ist somit ein wirksamer Frequenzbestimmer zur Verfolgung von RU-Basis-Frequenzfehlern. Tatsächlich ist der PLL die Implementierung des optimalen Trägerphasenbestimmers, d. h. des Trägerphasenbestimmers mit der maximalen Wahrscheinlichkeit.
  • Die einzige Anforderung an den Algorithmus ist, dass das System auf Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) mit gleichen Abständen zwischen den Tönen beruht.
  • 4.1.1 Für die Synchronisation erforderliche Zeit
  • Die RU-Synchronisation wird bei Initialisierung der RU oder immer dann, wenn Synchronisation verloren geht, durchgeführt. Die zeitlichen Anforderungen, um die Ausgangs-Synchronisation zu erreichen, sind weniger kritisch, als wenn die RU nach dem Ruhemodus die Frequenzsynchronisation wiederherstellen muss. Die RU-Batterie-Lebensdauer ist der entscheidende Faktor, um die resync-Zeit auf einem Minimum zu halten.
  • Zeit und Frequenzbandbreite sind die Faktoren, die bestimmen, wie lange es dauert, die Frequenzsynchronisation herzustellen. Halbleiterleckströme und Rauschen müssen bei der Bestimmung der Zeitverzögerung und Frequenzversätze ausgeglichen werden; der Ausgleich zur Abschwächung dieser Effekte kann entweder über die Zeit oder über die Frequenz stattfinden. Zwischen der Nutzung der verfügbaren Bandbreite und den zeitlichen Anforderungen, die durch die Systemanforderungen bestimmt werden, muss ein Gleichgewicht gefunden werden.
  • 4.1.2 RU-Synchronisations-Implementierung
  • 4.1.2.1 Synchronisations-Pilotsignale
  • Der vorgeschlagene Synchronisations-Algorithmus sieht kein bestimmtes Modell für die Datenkanal-Konfiguration vor. Das heißt, es wird keine bestimmte Tonabbildung der Pilot-Wellenformen oder RU-Pilotsignalen (RU signal pilots, RSPs) angenommen. Die RSPs können die Steuertöne eines Datenkanals umfassen, sich in einem separaten Synchronisierungskanal befinden oder Teil einer Nachrichtenrahmenstruktur bilden.
  • 4.1.2.2 Funktionsbeschreibung
  • Das Hauptziel der Synchronisation ist es, Zeit- und Frequenzharmonisierung zur Demodulation von Daten zu erzielen. Ein präziser Abgleich des RU-Empfangszeitfensters mit dem Daten-Bündel und eine Frequenzsynchronisation des RU-Oszillators mit der Basis ist für die Orthogonalität der FTT-Bereichs-Daten und damit für zuverlässige Demodulation erforderlich. Die Synchronisation beruht auf einem Verfahren mit mehreren Schritten, worin Grobeinstellungen der Zeit und Frequenz und dann Feineinstellungen der Zeit und Frequenz gemäß Systemspezifikationen vorgenommen werden. Die Schritte, genannt "grober Zeitabgleich", "grober Frequenzabgleich", "feiner Zeitabgleich" und "Frequenznachführung", sind unten kurz beschrieben.
    • 1. Grober Zeitabgleich. Die Wellenform muss sich zur Bestimmung der Frequenz der RSPs im Empfangsgate befinden. Der grobe Zeitabgleich wird mit einem Filter erreicht, der zu der Frequenz-Offset-Wellenform passt.
    • 2. Grober Frequenzabgleich. Ausgaben eines Satzes passender Filter im Frequenzbereich ergeben eine grobe Bestimmung des Frequenz-Offsets. Der RU-VCXO wird angepasst, um den RU-Oszillator in eine bestimmte Frequenztoleranz des Basis-Oszillators zu bringen.
    • 3. Frequenznachführung. Ein Phasenregelkreis (PLL) regelt den restlichen Frequenz-Offset auf Null und passt den RU-VCXO kontinuierlich an, um den durchschnittlichen Frequenzunterschied bei Null zu halten.
    • 4. Feiner Zeitabgleich. Dadurch wird die Wellenform im RU-Empfangsgate auf die endgültige erforderliche Genauigkeit angepasst.
  • 4.1.2.3 Beschreibung der Verarbeitung
  • Ein Blockdiagramm der Verarbeitungsschritte auf hoher Ebene ist in 4.1 dargestellt. Diese Figur zeigt die Methoden, die angewandt werden, um das Ziel jedes Verarbeitungsschritts zu erreichen. Außer bei der Frequenznachführungs-Phase stellt angepasstes Filtern das wichtigste Werkzeug für Zeit- und Frequenzerfassung dar. Die Durchführung der angepassten Filterung ist in jedem Schritt anders, aber das Konzept ist immer gleich. Der grobe Zeitabgleich nutzt eine Filter-Impulsantwort, die mit der Frequenz-Offset-Wellenform abgeglichen wird. Der grobe Frequenzabgleich nutzt einen Satz von Filtern, um den Frequenz-Offset zu bestimmen. Der abschließende Zeitabgleichs-Schritt nutzt einen einzigen Filter, der genau auf die angegebene Frequenz abgestimmt ist.
  • 4.2 Laufzeit-Kompensation
  • Wenn eine RU installiert wird, muss sie wissen, wann sie ihre Signale im Verhältnis zu den von der Basisstation empfangenen Signalen senden soll, so dass ihr Signal die Basisstation zu derselben Zeit erreicht wie die Signale von den anderen RUs. Die Basisstation misst den Unterschied zwischen der erwarteten Ankunftszeit und der tatsächlichen Ankunftszeit der RU-Signale.
  • Sie sendet dann diese Messungs-Informationen an die RU, damit sie die Zeit, zu der sie Signale an die Basisstation sendet, nach vorne oder hinten versetzen kann.
  • 4.2 zeigt die Signale, die an der Basisstation auftreten. Die Basisstation erwartet, dass die Signale von der RU 55 μs, nachdem sie ihren letzten Daten-Bündel gesendet hat, eingehen. 4.3 zeigt die Signale, die an der Basis und der RU auftreten. Bevor die RU laufzeitentzerrt wird, erreichen die von ihr gesendeten Signale die Basis zu einem anderen Zeitpunkt als die Signale, die von den anderen RUs gesendet werden. Die Basis misst die Verzögerung und sendet die Messung an die RU. Die RU passt dann die Übertragungszeit an, um die Verzögerung zu kompensieren.
  • Laufzeit-Kompensation kann bei der Installation und auch bei jedem Verbindungsaufbau durchgeführt werden. Die Laufzeit-Kompensations-Berechnungsroutine untersucht die durchschnittliche Signalleistung der Signale, die für die Berechnungen der Verzögerung verwendet werden, und wenn sie oberhalb eines bestimmten Schwellenwerts liegt, wird eine Laufzeit-Kompensations-Messung vorgenommen. 4.3 zeigt die Laufzeit-Kompensation in Aktion.
  • 4.2.1 Beschreibung des Algorithmus
  • Laufzeit-Kompensation beruht auf der Messung der Phase von Pilottönen, die Laufzeit-Kompensations-Piloten (delay compensation pilots, DCPs) genannt werden. Die RU sendet die DCPs an die Basisstation, wobei jeder DCP dieselbe Phasenverschiebung hat. Wenn die RU korrekt laufzeitentzerrt wurde, erreichen die DCP-Töne die Basisstation phasengleich miteinander. Wenn das Signal von der RU verzögert ist, findet bei allen DCP-Tönen eine Phasenverschiebung statt, die proportional zur DCP-Frequenz ist. Die Basis misst die Phase jedes DCPs und wendet lineare Regression an, um die Phasen auf einer geraden Linie abzubilden. Die Steigung dieser Linie ist proportional zur Verzögerung. Eine Steigung von Null zeigt an, dass keine Laufzeit-Kompensation notwendig ist, während eine Nicht-Null-Steigung bedeutet, dass das Signal zu früh (oder zu spät) eintrifft und dass die RU die Übertragung ihres Signals verzögern (oder beschleunigen) muss.
  • Mehrwege-Effekte und Rauschen verfälschen die Phasenmessungen. Dieses Problem kann gemildert werden durch Mittelwertbildung der Phasenmessungen über die Frequenz (über DCPs) und über die Zeit (über aufeinander folgende Daten-Bündel).
  • Abschnitt 5 Diversity
  • Einleitung
  • Diversity ist eine Kommunikationsempfänger-Technik, welche die zufällige Art der Funkwellenausbreitung nutzt, indem hochgradig unkorrelierte Signalwege für die Kommunikation gefunden werden. Entscheidungen über Diversity werden vom Empfänger getroffen. Wenn bei einem Strahlenweg ein tiefer Spannungseinbruch stattfindet, kann ein anderer unabhängiger Weg ein starkes Signal haben. Indem mehrere Wege zur Verfügung stehen, können sowohl der momentane als auch der durchschnittliche Rauschabstand am Empfänger verbessert werden.
  • Bei Raumdiversity werden mehrere Basisstation- oder Gegenstellen-Empfangsantennen verwendet, um für Diversityempfang zu sorgen.
  • Bei Polarisationsdiversity sind horizontale und vertikale Polarisationswege zwischen einer Gegenstelle und einer Basisstation unkorreliert. Die Dekorrelation für die Signale in jeder Polarisation wird verursacht durch Mehrfachumläufe im Kanal zwischen den Gegenstellen-Antennen. Abhängig von den Eigenschaften der Verbindung zwischen einer bestimmten Gegenstelle und ihrer Basisstation.
  • Frequenzdiversity sendet Informationen auf mehreren Trägerfrequenzen.
  • Zeitdiversity sendet Informationen wiederholt in Zeitabständen, welche die Kohärenzzeit des Kanals überschreiten, so dass mehrere Wiederholungen des Signals mit unabhängigen Schwund-Bedingungen empfangen werden.
  • Es gibt vier Kategorien von Diversity-Empfangsmethoden:
    • 1. Auswahl-Diversity
    • 2. Feedback-Diversity
    • 3. Maximalverhältnis-Kombination
    • 4. Diversity-Empfang mit linearer Addition
  • Bei Auswahl-Diversity werden m Demodulatoren verwendet, um m Diversity-Zweige bereitzustellen. Der Empfängerzweig mit dem höchsten momentanen SNR wird mit dem Demodulator verbunden.
  • Bei Feedback- oder Scanning-Diversity werden die m Signale in einer festen Sequenz abgetastet, bis festgestellt wird, dass eins über einem vordefinierten Schwellenwert liegt.
  • Bei der Maximalverhältnis-Kombination werden die Signale von allen m Zweigen nach ihren individuellen Rauschabständen gewichtet und dann addiert.
  • Bei Diversity-Empfang mit linearer Addition werden alle Zweig-Wichtungen einheitsverstärkt, aber die Signale von jedem Zweig werden zur Bereitstellung eines Diversity-Empfangs mit linearer Addition gleichphasig gemacht.
  • Frequenzdiversity wird zwar angewandt, um Schwund zu mindern, ist jedoch nicht das einzige Mittel. In einem FDD-basierten System, in dem die Kohärenz-bandbreite die verfügbare Bandbreite überschreiten kann, reicht die Effektivität von Frequenzdiversity nicht aus, um Schwund zu verhindern. Empfang auf Orthogonalpolarisations-Komponenten wird als zusätzliches Mittel zur Bekämpfung von Schwund verwendet. Polarisationsdiversity wird im PWAN-System angewandt.
  • 5.1 Frequenzdiversity
  • Der größtmögliche Frequenzabstand in einer 8 × 2 (Raum- × Frequenz-)Implementierung für das 5 MHz-Band beträgt 2,5 MHz. Der Frequenzabstand muss die Kanal-Kohärenz-bandbreite überschreiten, um die Wahrscheinlichkeit zu minimieren, dass bei beiden Trägern gleichzeitig Schwund stattfindet. Die Kohärenz-bandbreiten, die Korrelationen von 90% und 50% zwischen Frequenzen entsprechen, werden typischerweise verwendet, um den Kanal grob zu kennzeichnen. Eine Bewertung der Kohärenz-bandbreite auf dem Korrelationsniveau von 0,90 wird durch folgende Gleichung geliefert:
    Figure 00480001
    worin die rms-Verzögerungsspreizung ist. Wenn die Kohärenz-bandbreite für eine Korrelation von 0,50 zwischen Frequenzkomponenten definiert ist, wird
    Figure 00490001
  • Tabelle 5.1 listet als Funktion des Korrelationsniveaus und der Ober- und Untergrenzen von rms-Verzögerungsspreizungen, die bei PCS-Bändern gemessen wurden, die sowohl Richtfunk- als auch Nicht-Richtfunk-Wege einschließen.
  • Auf dem Korrelationsniveau von 50% überschreitet die Obergrenze von den 2,5-MHz-Frequenzabstand, der für Frequenzdiversity im PWAN FDD-System zur Verfügung steht. Die hier angegebenen Daten sind nicht als das definitive Maß der Kohärenz-bandbreiten zu verstehen, die in der PWAN-Anordnung erwartet werden. Stattdessen sollen sie zeigen, dass, bei den bestehenden Unsicherheiten in der Umgebung, die Kohärenzbandbreite die verfügbare Systembandbreite für Frequenzdiversity leicht überschreiten kann. Deshalb muss ein anderer Mechanismus, wie Polarisation, für Diversity in Betracht gezogen werden.
  • 5.2 Polarisationsdiversity
  • 5.2.1 Einleitung
  • Polarisationsdiversity nutzt die Tendenz von Mehrweg-Übertragung, Energie von einer übertragenen Polarisationskomponente in die orthogonale Polarisationskomponente zu streuen. Zum Beispiel kann ein Sender eine vertikal polarisierte Komponente aussenden, aber der Empfänger würde Energie sowohl in der vertikalen als auch in der horizontalen Polarisationskomponente empfangen. Wenn Schwund eine Komponente betrifft und die andere nicht, könnte das Signal in einem Polarisationsdiversity-System immer noch empfangen werden.
  • 5.2.2 Ergebnisse
  • Polarisationsdiversity bei Systemen mit 900 MHz und 1800 MHz kann eine Diversity-Verstärkung liefern, die mit horizontaler Raumdiversity-Verstärkung vergleichbar ist. Polarisationsdiversity wird in Verbindung mit oder anstelle von Frequenzdiversity eingesetzt. Einige Folgerungen sind:
    • – Die Korrelation zwischen Schwund der horizontalen und der vertikalen Polarisationskomponenten in Mehrwegsystemen ist in 95% der Zeit wesentlich kleiner als 0,70. Korrelationswerte sind kleiner als 0,10.
    • – Polarisationsdiversity-Empfangssysteme können über einen einzigen Kanal für lineare Polarisation in einer starken Mehrwege-Umgebung für Leistungsverbesserung sorgen. Die Leistung ist vergleichbar mit derjenigen, die durch ein horizontales Raumdiversity-System bereitgestellt wird.
    • – Die Diversity-Leistung wird verbessert, wenn die sendende Antenne zusätzlich zur vertikalen Komponente eine horizontale Komponente stark anregt. Dies ist der Fall bei einer linearen 45-Grad-Schrägpolarisation oder Kreispolarisation. Dabei findet beim durchschnittlichen empfangenen Signal ein Verlust von weniger als 1 dB im Vergleich zum Raumdiversity-System statt.
    • – In Dokumenten wird allgemein von der Maximalverhältnis-Kombination der Polarisationszweige ausgegangen. Dies bietet die beste Leistung im Vergleich zu Auswahl-Diversity und Diversity-Empfang mit linearer Addition. Im Vergleich zu Auswahl-Diversity kann Maximalverhältnis-Kombination den Vorteil einer Verstärkung von bis zu 3 dB bei der Abschwächung von Mehrwege-Effekten bieten.
  • In einer Mehrwege-Umgebung beträgt das typische Kreuzpolarisationsniveau ungefähr –10 dB im Verhältnis zum Polarisationsniveau der sendenden Antenne.
  • 5.3 Das Polarisationsdiversity-System
  • Die orthogonalen Polarisationskomponenten können ausreichend dekorreliert werden, um Schutz vor Selektiv-Schwund zu bieten. (Der hohe Grad an Kreuzpolarisation, der Diversity möglich macht, wirkt jedoch gegen Polarisation als Entstörungsmechanismus.) Das Implementierungs-Szenario für Polarisationsdiversity im PWAN-System ist wie folgt:
    • – Polarisationsdiversity-Empfang, sowohl an der Basis als auch an der RU
    • – Übertragung mit entweder linearer 45-Grad-Schrägpolarisation oder Kreispolarisation
    • – Empfang mit entweder linearer 45-Grad-Doppelschrägpolarisation oder mit vertikalen (V) und horizontalen (H) Komponenten
    • – Kombination der Polarisationszweige entweder mit Maximalverhältnis-Kombination oder mit Diversity-Empfang mit linearer Addition. Ein Kompromiss zwischen der optimalen Leistung der Maximalverhältnis-Kombination und der leichten Implementierung von Diversity-Empfang mit linearer Addition bestimmt die beste Lösung.
  • Die resultierende Erfindung sorgt für eine hocheffiziente Nutzung knapper Bandbreiten-Ressourcen, um einer großen Gruppe von Anwendern guten Service bereitzustellen.
  • Obwohl die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung oben detailliert beschrieben wurden, wird es für Personen mit durchschnittlichem Fachwissen ersichtlich sein, dass offensichtliche Modifikationen an der Erfindung vorgenommen werden können. Folglich sollte die obige Beschreibung als veranschaulichend und nicht einschränkend betrachtet werden, und der Schutzumfang der Erfindung sollte im Hinblick auf die folgenden Ansprüche bestimmt werden.

Claims (8)

  1. Ein hochgradig bandbreitenwirksames Kommunikationsverfahren, das folgende Schritte umfasst: Empfang, an der Basisstation, eines ersten eingehenden Funksignals, das eine Vielzahl erster diskreter Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in einem ersten Frequenzband, von einer ersten Remote-Station während eines ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(Time Division Multiple Access, TDMA)-Intervalls; Empfang, an der Basisstation, eines zweiten eingehenden Funksignals, das eine Vielzahl zweiter diskreter Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem ersten Frequenzband von einer zweiten Remote-Station während des ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Unterscheiden zwischen dem ersten und dem zweiten eingehenden Signal, die an der Basisstation empfangen werden, durch Erfassung ihrer Polarisations- und räumlichen Diversity; Empfang an der Basisstation eines dritten eingehenden Funksignals, das eine Vielzahl der ersten diskreten Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem ersten Frequenzband von einer dritten Remote-Station während eines zweiten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Empfang, an der Basisstation, eines vierten eingehenden Funksignals, das eine Vielzahl der zweiten diskreten Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem ersten Frequenzband von einer vierten Remote-Station während des zweiten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Unterscheiden zwischen dem dritten und dem vierten eingehenden Signal, die an der Basisstation empfangen werden, durch Erfassung ihrer Polarisations- und räumlichen Diversity; Bilden eines ersten und eines zweiten ausgehenden Funksignals an der Basisstation durch ihre Diversifizierung gemäß der Polarisations- bzw. räumlichen Diversity der ersten und der zweiten Remote-Station; Übertragen, an der Basisstation, des ersten ausgehenden Funksignals, welches eine Vielzahl dritter diskreter Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in einem zweiten Frequenzband an die erste Remote-Station während eines dritten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Übertragen, an der Basisstation, des zweiten ausgehenden Funksignals, welches eine Vielzahl vierter diskreter Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem zweiten Frequenzband an die zweite Remote-Station während des dritten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Bilden eines dritten und eines vierten ausgehenden Funksignals an der Basisstation durch ihre Diversifizierung gemäß der Polarisations- bzw. räumlichen Diversity der dritten und der vierten Remote-Station; Übertragen, an der Basisstation, des dritten ausgehenden Funksignals, welches die Vielzahl der dritten diskreten Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem zweiten Frequenzband an die dritte Remote-Station während eines vierten Zeitvielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; und Übertragen, an der Basisstation, des vierten ausgehenden Funksignals, welches die Vielzahl der vierten diskreten Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem zweiten Frequenzband an die vierte Remote-Station während des vierten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls.
  2. Das hochgradig bandbreitenwirksame Kommunikationsverfahren von Anspruch 1, worin das erste und das zweite Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervall Teil eines TDMA-Rahmen-Intervalls sind, wobei das Verfahren die Kommunikationskapazität von der ersten Remote-Station an die Basisstation erhöht, weiter folgenden Schritt umfassend: Empfang, an der Basisstation, eines fünften eingehenden Funksignals, das eine Vielzahl der ersten diskreten Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem ersten Frequenzband von der ersten Remote-Station während eines zusätzlichen Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls in dem TDMA-Rahmen-Intervall.
  3. Das hochgradig bandbreitenwirksame Kommunikationsverfahren von Anspruch 1, worin das dritte und das vierte Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TMDA-, Intervall Teil eines TDMA-Rahmen-Intervalls sind, wobei das Verfahren die Kommunikationskapazität von der Basis an die erste Remote-Station erhöht, weiter folgenden Schritt umfassend: Übertragen an der Basisstation eines fünften ausgehenden Funksignals, welches eine Vielzahl der dritten diskreten Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem zweiten Frequenzband an die erste Remote-Station während eines zusätzlichen Zeitvielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls.
  4. Ein hochgradig bandbreitenwirksames Kommunikationsverfahren, das folgende Schritte umfasst: Empfangen, an der Basisstation, eines ersten eingehenden Funksignals, das eine Vielzahl von ersten diskreten Frequenztönen umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in einem ersten Frequenzband von einer ersten Remote-Station in einer ersten geographischen Position während eines ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Empfangen, an der Basisstation, eines zweiten eingehenden Funksignals, welches eine Vielzahl der ersten diskreten Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem ersten Frequenzband von einer zweiten Remote-Station in einer zweiten geographischen Position während des ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Unterscheiden zwischen dem ersten und dem zweiten eingehenden Signal, die an der Basisstation empfangen werden, durch Erfassung ihrer Polarisations- und räumlichen Diversitiy; räumliches Entspreizen des ersten und des zweiten eingehenden Signals, die an der Basisstation empfangen werden, durch Verwendung räumlicher Entspreizungs-Wichtungen; Empfangen, an der Basisstation, eines dritten eingehenden Funksignals, das eine Vielzahl zweiter diskreter Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem ersten Frequenzband von einer dritten Remote-Station während des ersten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Empfangen, an der Basisstation, eines vierten eingehenden Funksignals, das eine Vielzahl der zweiten diskreten Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem ersten Frequenzband von einer vierten Remote-Station während des zweiten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Unterscheiden zwischen dem dritten und dem vierten eingehenden Signal, die an der Basisstation empfangen werden, durch Erfassung ihrer Polarisations- und räumlichen Diversity; räumliches Spreizen eines ersten und eines zweiten ausgehenden Funksignals an der Basisstation, durch Verwendung räumlicher Spreizungs-Wichtungen; Senden, an der Basisstation, des ersten ausgehenden Funksignals, welches eine Vielzahl dritter diskreter Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in einem zweiten Frequenzband an die erste Remote-Station in der ersten geographischen Position während eines dritten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Senden, an der Basisstation, des zweiten ausgehenden Funksignals, das eine Vielzahl der dritten diskreten Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem zweiten Frequenzband an die zweite Remote-Station in der zweiten geographischen Position während des dritten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; Senden, an der Basisstation, eines dritten ausgehenden Funksignals, welches die Vielzahl der dritten diskreten Fre quenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem zweiten Frequenzband an eine dritte Remote-Station während eines vierten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls; und Senden, an der Basisstation, eines vierten ausgehenden Funksignals, welches die Vielzahl der vierten diskreten Frequenztöne umfasst, die Orthogonal Frequency Division Multiplexed, OFDM, sind, in dem zweiten Frequenzband an die vierte Remote-Station während des vierten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-, TDMA-, Intervalls.
  5. Das hochgradig bandbreitenwirksame Kommunikationsverfahren von Anspruch 4, worin der Schritt des räumlichen Spreizens weiter folgende Schritte umfasst: Liefern einer Binärsequenz von N Datenbits in einem TDMA-Intervall an die Basisstation von einer Binärquelle; Umwandeln der Binärsequenz in eine Sequenz von M-Bit Symbolen; Umwandeln der Symbolsequenz in einen Vektor mit einer Vielzahl von P Elementen; Hinzufügen eines Symbols aus einem Link Control Channel, LCC, um einen resultierenden Vektor einer Vielzahl von P + 1 Elementen zu bilden; Trelliscodieren des resultierenden Vektors und Ausgeben eines codierten Vektors einer Vielzahl von P + 1 Elementen, worin jedes Element davon ein Signal in dem Satz von (P + L)QAM Konstellations-Signalen ist; Hinzufügen eines bekannten Pilot-Symbols, um einen Ausgabevektor einer Vielzahl von P + 2 Elementen zu bilden; Gewichten der Elemente des Ausgabevektors mit Spreizungs-Wichtungen gemäß einer aus einer Vielzahl von Q Antennen, durch welche der Ausgabevektor übertragen werden soll; Platzieren der Elemente des Ausgabevektors, die für jede der Antennen bestimmt sind, in umgekehrte DFT-Frequenzbereiche, wo sie in Zeitbereich-Symbole umgewandelt werden; Abbilden der Zeitbereich-Symbole auf diskrete Frequenz-Ausgabetöne; und Senden der diskreten Frequenz-Ausgabetöne von der Basisstation.
  6. Das hochgradig bandbreitenwirksame Kommunikationsverfahren von Anspruch 5, das weiter folgende Schritte umfasst: Wiederholen der Schritte des räumlichen Spreizens bei einer nächsten Binärsequenz von N Datenbits in einem darauf folgenden TDMA-Intervall.
  7. Das hochgradig bandbreitenwirksame Kommunikationsverfahren von Anspruch 4, worin der Schritt des räumlichen Entspreizens weiter folgende Schritte umfasst: Empfangen von Signalen an der Basisstation an allen aus der Vielzahl von Antennen, digitales Abtasten der Signale und Umwandeln derselben in einen Frequenzbereich; Entspreizen der umgewandelten Signale und räumliches Entspreizen derselben mit Hilfe von Entspreizungs-Wichtungen; Hinzufügen der entspreizten Signale von den Antennen und Bilden eines resultierenden P + 2 Elementenvektors; Multiplizieren jedes Elements des Vektors mit einem Phasenausgleichsfaktor und Entfernen eines Pilot-Symbols vom Vektor, sodass ein restlicher Vektor gebildet wird; und Trellisdecodieren des restlichen Vektors, um P Symbole von Verkehrsdaten und 1 Symbol von LCC-Daten zu bilden.
  8. Das hochgradig bandbreitenwirksame Kommunikationsverfahren von Anspruch 7, das weiter folgende Schritte umfasst: Wiederholen der Schritte des räumlichen Entspreizens in einem darauf folgenden TDMA-Intervall.
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